Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação – FEEC

Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação – FEEC
Universidade Estadual de Campinas – Unicamp
EE531 – LABORATÓRIO DE ELETRÔNICA BÁSICA I
EXPERIÊNCIA 2
TRANSISTOR BIPOLAR
Prof. Lee Luan Ling
1o SEMESTRE DE 2010
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Objetivo: Caracterizar as curvas i×v de um transistor bipolar de Si. Determinação de seus
parâmetros. Análise de um amplificador na configuração emissor-comum.
2.1.a) Introdução teórica
O transistor NPN contém duas junções PN, base-emissor e base-coletor. O esquema típico para
o transistor NPN convencional pode ser visto na Fig. 2.1
C
N
B
P
N
E
Fig. 2.1 Geometria para transistor tipo liga (alloy)
O material fino do meio, a base (B), é feita com um semicondutor do tipo P. O emissor (E) é
crescido com uma substância doadora, tipo N, fortemente dopada. O coletor (C) também de
material tipo N, é normalmente dopado, porém possui uma área de contacto maior com a base,
de tal modo que possa coletar praticamente toda a corrente eletrônica emitida pelo emissor.
Apenas uma pequeníssima parcela das cargas negativas é recombinada com as lacunas da base,
num bom transistor.
A operação do transistor na região ativa normal se dá quando a junção base-emissor está
polarizada diretamente e a junção base-coletor está polarizada reversamente. Esta situação
produz ganho de potência e o dispositivo pode ser usado como um amplificador de sinais. A
fig. 2.2 ilustra esta situação:
IC
IB
ve (t)
VBB
Rb VBE -
RC
+
+
+
Vcc
-
-
VCE
+
vS(t)
IE
+
-
Fig. 2.2 – Circuito transistorizado simples que permite amplificação.
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As fontes de tensão VBB e VCC são empregadas para obter um ponto quiescente adequado. VCC
pode ser + 12 [V], + 5 [V], ou qualquer outro valor mais interessante ao caso em questão. Em
uma situação normal, o valor quiescente VCQ é geralmente igual a VCC/2. Desta forma, há uma
folga para excursão simétrica da tensão de saída vs(t) quando o circuito receber um sinal de
excitação ve (t) diferente de zero.
A polarização da base deve ser obtida mediante um valor mínimo de 0,7 [V] (ou próximo
disso) para a bateria VBB. Na verdade, não é geralmente necessária uma bateria separada.
Freqüentemente, VBB é derivada a partir da fonte de alimentação VCC (veja a Fig. 2.3.a)
+VCC
(a)
CIN
ve
(b)
V BB =
+
10 [µF]
RC
R2
+
R1
+
RE
vS(t)
CE
R1 .R2
R1 + R2
R1
VCC
R1 + R2
Fig. 2.3 – Polarização de base mediante divisão resistiva
Os resistores R1 e R2 servem para produzir uma divisão de tensão. O equivalente Thévenim
para o circuito de entrada do amplificador, está ilustrado na Fig. 2.3.b.
O fato notável no comportamento do transistor bipolar, é que os mesmos resultados em termos
das relações volt-ampére, não podem ser obtidos a partir de dois diodos isolados.
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2.1.b) Curvas características e modelo incremental π-híbrido
Para o transistor NPN, há quatro regiões de operação possíveis, conforme ilustra a Fig. 2.4, de
acordo com as polaridades das tensões aplicadas às junções base-emissor e base-coletor.
VBC
Ativa reversa
Saturação
VBE
Ativa normal
Corte
Fig. 2.4 Regiões de operação do Transistor NPN
Na configuração emissor-comum (Fig. 2.2 e 2.3),se o transistor estiver adequadamente
polarizado, este produz ganho de tensão.
A Fig. 2.5 apresenta a curva característica IC × VCE, parametrizada pela corrente de base IB.
IC [mA]
IC2
ICQ
IC1
- VA
VCE1
VCEQ
VCE2
VCE [V]
Fig. 2.5 Curva típica de corrente de coletor IC versus tensão coletor-emissor VCE, para IB = cte.
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A inclinação exagerada vista na curva da Fig. 2.5 não ocorre normalmente. Na realidade esta
curva é quase horizontal para o transistor. A eficiência do mesmo pode ser avaliada pelo
chamado fator α, de acordo com a relação abaixo:
α=
IC
IE
(2.1)
O fator α é aproximadamente igual a 1. A relação acima indica que, em operação normal, quase
toda a corrente IE emitida pelo emissor do transistor é coletada como corrente de coletor IC,
devido a sua geometria de fabricação.
Para avaliar a resistência de saída r0 = ∆VCE/∆IC de coletor, é necessário avaliar a qualidade da
fonte de corrente controlada do modelo π-híbrido. Quanto mais plana (horizontal) é a curva da
Fig. 2.5 maior é o valor de r0.
O módulo da tensão de Early VA apresentada na Fig. 2.5, pode atingir tipicamente centenas de
volts. E seu valor pode ser estimado por:
VA =
VCE 2 I C1 − VCE1 I C 2
I C 2 − I C1
(2.2)
Assim, pode-se estimar o valor de a resistência de saída r0 utilizando as tensões e correntes
quiescentes VCEQ e ICQ para uma dada polarização do transistor:
r0 =
∆VCE V A − VCEQ
V
=
≅ A
∆I C
I CQ
I CQ
(2.3)
Na verdade, a proximidade das junções base-emissor e base-coletor, bem como as
características de dopagem das mesmas, permitem concluir sobre o modelo π-híbrido visto na
Fig. 2.6.
ib
B
vbe
rbb’
C
B’
+
+
rπ
vπ
r0
gm vπ
RC
vS(t)
E
Fig. 2.6 – Modelo π-híbrido simplificado do transistor bipolar NPN
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O fato notável deste modelo é a fonte de corrente controlada no circuito de saída (coletor).
Outro fato que merece destaque neste modelo é que, praticamente toda a tensão incremental
(dinâmica) vbe é aplicada na base efetiva, ou seja, sobre o resistor rπ (uma parcela é perdida no
chamado resistor de espalhamento de base rbb’).
Pode-se desprezar rbb’, uma vez que ele tem uma valor típico de cerca de 50 [Ω], para os
transistores usados neste laboratório.
Observe que o resistor RC não pertence ao modelo π-híbrido interno do transistor, ele é apenas
um resistor externo de carga ou de coletor. Por outro lado, r0 é um resistor de saída no modelo
(seu valor pode atingir muitas dezenas de kΩ, no caso geral).
2.1.c) Relações úteis no transistor NPN:
Devido ao efeito transistor ocorre uma amplificação de corrente, ou seja,
IC = βIB
(2.4)
A corrente convencional que sai do emissor é a soma das correntes de base e de coletor, isto é,
IE - IB = IC
(2.5)
Pode-se mostrar que, desprezando a resistência rbb’, a resistência rπ pode ser calculada através
da seguinte relação:
rπ =
∆vbe
V
≈ (β + 1)re = (β + 1)η E T
∆i b
IE
(2.6)
Portanto, a pequena resistência diferencial de emissor re (ou resistência dinâmica de um diodo)
fica multiplicada pelo fator (β + 1) devido ao efeito transistor.
O modelo da Fig. 2.4 é incremental, assim os valores estáticos dependem do ponto de operação.
O Modelo não mostra o valor de uma bateria de valor igual a 0,7 [V] entre a base e o emissor,
embora um voltímetro DC colocado entre a base e o emissor acuse tal valor (suponha aqui a
situação de polarização normal no circuito da Fig. 2.2).
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2.2– Parte Prática
2.2.a) Levante os pontos pedidos na Tab. 2.1, empregando circuito semelhante àquele visto na
Fig. 2.2, para obter as curvas características de transferência do transistor BD 135 (NPN).
Tab. 2.1
VCE [V]
0,05
0,1
0,2
0,5
1,0
2,0
5,0
8,0
10,0
12,0
IB = 10 [µ A]
IC [mA]
IB = 20 [µ A]
IC [mA]
IB = 30 [µ A]
IC [mA]
Obs: Esquematize também o circuito empregado.
2.2.b) Trace agora as três curvas IC [mA] × VCE [V] num mesmo gráfico, parametrizadas pelas
correntes de base dadas. Comente e conclua sobre os resultados obtidos.
2.2.c) Obtenha o valor do fator de amplificação de corrente β = IC/IB a partir dos valores obtidos
para as três correntes de base, no ponto VCE = 5 [V].Comente.
2.2.d) Prove que a fonte de corrente controlada no modelo π-híbrido (Fig. 2.6) pode ser
expressa também como βib (controlada pela corrente de base ib). Mostre que a relação abaixo
também é válida. Comente sobre eventuais aproximações.
β = gm × rπ
(2.7)
2.2.e) Usando a relação 2.6 avalie a resistência diferencial de emissor re para os pontos de
VCE = 5 [V], para os três valores de corrente de base. Estime também os três valores de rπ,
empregando os valores de β obtidos em 2.2.c. Use temperatura ambiente igual a 27ºC.
2.2.f) Do experimento anterior, pode-se usar a relação aproximada abaixo para o transistor.
  VBE
I C = β I B = βI S exp
  η EVT
 
 − 1
 
(2.8)
Define-se a transcondutância gm como sendo a grandeza incremental (derivada) mostra abaixo.
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gm =
∂I C
∆I C
=
∂V BE ∆V BE
(2.9)
Note que gm é dado em (mho) ou [siemens], e é a condutância de transferência da entrada (VBE)
para a saída (IC). Prove que na temperatura ambiente (300 [K]) vale a relação a seguir. Comente
e conclua.
g m =≅
38,6 I C
ηE
(2.10)
2.2.h) Projete o amplificador de tensão visto na Fig. 2.3a, para alimentação VCC = +12[V]. São
exigidos os valores quiescentes: VCQ = 6 [V] e VBQ = 1,2 [V]. Dimensione R1, R2 e R3. Utilize
RC igual a 1,2 kΩ e use um capacitor de 10 [µF] eletrolítico (cuidado com a polaridade!) para
filtrar a fonte de alimentação VCC.
Obs.: Projete o circuito amplificador para alimentar uma carga de RL = 1,2 kΩ (não mostrado
na Fig. 2.3.a). Use um capacitor eletrolítico (cuidado com a polaridade!) de valor adequado,
para evitar que a tensão de polarização do coletor atinja a carga, bloqueando assim a tensão
contínua.
Detalhar todos os passos do projeto. Faça um esquemático completo do amplificador projetado.
Escolha um valor adequado para o capacitor de passagem (“by- pass”) indicado por CE, para
que o resistor RE não “saia na fotografia”, isto é, para que o resistor RE seja um curto no modelo
de tensões e correntes alternadas. Utilize a relação abaixo:
1
<< RE
ωCE
(2.11)
onde ω = 2πf. , f é a freqüência de operação. A relação 2.11 deve ser testada para a menor
freqüência que o amplificador deverá passar, já que o problema de perda de ganho ocorre nas
baixas freqüências. Os limites superiores de freqüência dependem muito do próprio transistor,
devido às suas capacitâncias parasitas internas (não mostradas no modelo).
2.2.i) Monte o circuito projetado aplicando a tensão VCC = 12 [V] e meça as tensões quiescentes
na base (VBQ), no coletor (VCQ) e no emissor (VEQ).
2.2.j) Utilizando um gerador de funções injete no circuito um sinal senoidal de 1 [kHz] e com
um valor de amplitude adequado. Observe o comportamento do circuito com o auxílio de um
osciloscópio e imprima as formas de onda de tensão de entrada e de saída.
Obs.: Deixe o OFFSET do gerador desligado (0 V). Como a entrada tem nível DC de
polarização (1,2 V), empregue um capacitor de entrada CIN eletrolítico. Cuidado, pois ele age
no sentido de filtrar as baixas freqüências.
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Utilize acoplamento AC nas entradas do osciloscópio. Por que?
Comente e conclua sobre os resultados obtidos informando o ganho de tensão GV obtido:
GV =
Vs
VE
(2.12)
Obtenha ainda o ganho GV em [dB] fazendo:
V
GV [dB ] = 20 log10  S
 VE



(2.13)
2.2.l) Mostre finalmente que o ganho de tensão GV da relação (2.12) pode ser estimado pela
relação:
GV = gm × Rcarga ≅ 40 IC Rcarga
(2.14)
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