Amplificador Classe-D

Amplificador Classe-D
1- Introdução
Os amplificadores são identificados pelo período de condução dos dispositivos de saída: classe A
(período completo), classe B (1/2 período), classe C (menor que 1/2 período - empregado em
circuitos RF sintonizados); vide figura 1.1.
Em um amplificador classe D, os dispositivos operam como chaves nas condições ligada ou
desligada, tendo como resultado um trem de pulsos variando entre os extremos das tensões de
alimentação, vide figura 1.2. Uma das opções de codificação da informação é a modulação por
largura de pulso (PWM - pulse width modulation): o nível médio do sinal chaveado (VMOD)
corresponde a informação.
O espectro de frequências de um sinal modulado em PWM é ilustrado na figura 1.3. Por meio de
um filtro passa baixa LC é possível transferir o nível médio do sinal para a carga, vide figura 1.4.
Excetuando o período de transição, os dispositivos trabalham em duas condições: ligado (tensão
baixa × corrente elevada), desligado (tensão alta × corrente desprezível). Assim, a potência
dissipada nos dispositivos é baixa, resultando em uma eficiência maior em comparação com outras
classes de amplificadores.
IDSN
IDSN
IDSN
-IDSP
t
t
t
VP
VP
VP
filtro
VE
IDSN
IDSN
VE
VS
IP
VS
VS
IDSP
VE
IDSN
VN
Figura 1.1. Operação de amplificadores classes A, B e C.
VMOD
Cvp
VP
VN
VP
VN
VMOD
Cvn
Figura 1.2. Operação de um amplificador classe D.
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1
VMOD
banda passagem
filtro
frequência chaveamento
frequência sinal
f
Figura 1.3. Espectro de frequências em uma modulação PWM.
Cvp
VP
VN
Filtro
L
VMOD
VAVR
C
Cvn
Figura 1.4. Filtro na saída para eliminar componentes de alta frequência.
2- Ganho do Modulador PWM
Um modulador PWM pode ser implementado com um comparador (amplificador operacional
especial) e uma forma de onda triangular, vide figura 2.1. A informação, VERR, é comparada com o
nível de tensão da forma de onda triangular, VTRI. Para VERR > VTRI → VS = VP e para VSIN < VTRI →
VS = -VP.
VERR
VERR
VERR > VTRI
VTRI
VP
VS
VERR
VTRI
VTRI
-VP
(V+) > (V-)
VS = VP
(V+) < (V-)
VS = -VP
VERR < VTRI
VS
VS
VP
VP
-VP
-VP
VS = VP
VS = -VP
Figura 2.1. Modulador PWM, exemplo de operação.
O ganho do modulador PWM, GPWM, é razão entre a tensão de saída do modulador, VP, e a
amplitude onda triangular VTRI, vide figura 2.1. Para VERR ≈VTR, VS =VP praticamente todo período,
resultando VARV ≈VP. Na condição contrária, VERR ≈-VTR, VS =-VP praticamente todo período,
resultando VARV ≈-VP. Assim,
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2
(2.1)
GPWM = VP VTR
VERR = 1
VP=15V
VAVR= 15V
1V
-1V
VN= -15V
VERR = -1
1V
-1V
15V
VAVR=-15V
-15V
VTRI
VERR
VP= -VN
VS
VAVR
Figura 2.2. Exemplo: +1V < VERR < -1V; VTR = 1V, VP =+15V, VN = -15V resultando em GPWM = 15/1
A razão cíclica, δ, é razão entre os intervalos tp e tc, vide figura 2.3. A tensão média na saída, VAVR,
em função da razão cíclica é dada por:
(2.2)
VAVR = (2δ − 1)VP
tc
tp
tn
VAVR =
tp
tc
VP
VP +
tn
tc
VAVR =
-VP
tc
VP +
tp
tc
=δ
tn
tc
= 1-δ
1-δ
δ
tp
VN
tn
tc
VN
-VP
VAVR = (2δ-1) VP
VN
Figura 2.3. Tensão na saída em função da razão cíclica.
3- Aumento da corrente de saída
Na saída do comparador o nível de corrente é insuficiente para acionar cargas elevadas. É
necessário adicionar transistores na saída. Atualmente, os transistores MOS são a melhor opção
para frequências chaveamento na faixa de frequência de 100kHz ≈ 200kHz. Comparado com
transistores do tipo bipolar, acionamento do tipo MOS é mais simples e velocidade de chaveamento
é maior.
A figura 3.1 ilustra uma possível configuração de estágio de saída empregando transistores MOS de
canal N e canal P. A configuração é inversora: um nível alto na entrada (VE = VP) resulta um nível
baixo na saída (VS =VN), vide figura 3.1. Outra característica importante é a existência de apenas um
transistor conduzindo na condição estável (após a transição), impedindo a criação de um caminho
de corrente entre as fontes VP e VN.
Caso seja necessário manter o ganho do conjunto (modulador e circuito de saída) positivo, deve-se
trocar os sinais na entrada do comparador, compare as figura 2.1 e 3.2. Isto é necessário devido à
inversão do circuito de saída.
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3
Vp=+15V
VGS = 0V
Vp=+15V
VGS > VTP
VGS=-30V
S
S
P corte
D
15V
VGS < VTP
P ligado
D
VS~ -15V
VE
VS ~ +15V
VE
-15V
D
D
N ligado
N corte
S
S
VGS > VTN
VGS =30V
VGS =0V
Vn=-15V
VGS < VTN
Vn=-15V
Figura 3.1. Circuito para acionamento da carga - Inversor.
sinais trocados devido à inversão do estágio de saída
VERR
VP
VP
sinal modulado PWM
S
P
VP
sinal
triangular
VTRI
VERR
D
VTRI
D
VMOD
Filtro
L
VAVR
C
-VP
sinal ampliado
N
-VP
S
-VP
Figura 3.2. Circuito para acionamento da carga.
4- Retorno para a alimentação - bus pumping
A figura 4.1 ilustra o caso de uma tensão média na carga VAVR = 5V. Neste caso, para VP =15V, a
razão cíclica deve ser igual V AVR = (2δ − 1)VP ⇒ 5 = (2δ − 1) × 15 ⇒ δ =2/3. Para uma razão cíclica
δ =2/3, com tc =5µs, temos tp =3,33µs e tn =1,67µs, vide figura 4.1.
A variação da corrente no indutor é dependente pela tensão aplicada e o valor da indutância:
L
diL
= v L (t )
dt
4.1
No intervalo tc, a tensão na carga não sofre uma alteração significativa devido ao capacitor. Assim,
durante tc, a tensão sobre o indutor é praticamente constante e a expressão 4.1 pode ser expressa na
forma:
∆iL 1
= VL
∆t L
4.2
No intervalo tp, o nível de tensão na saída do modulador é igual a VMOD = VP =15V, resultando
numa tensão sobre o indutor igual a:
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4
VL = VMOD − V AVR = 15 − 5 = 10 V
Nestas condições, a corrente no indutor sobe linearmente e sua variação é de:
1
1
∆iLP = VLt p =
×10 × 3,3µ = 1,11A
L
30µ
De modo semelhante, no intervalo tn, o nível de tensão na saída do modulador é igual a VMOD = −VP
= −15V e a tensão sobre o indutor é igual a:
VL = VMOD − V AVR = − 15 − 5 = −25 V
Assim, a corrente no indutor decresce linearmente e sua variação é igual a:
1
1
∆iLN = VLtn =
× ( −25) × 1,6µ = −1,11A
L
30µ
VMOD
tp =3,33us
tn =1,67us
VMOD
+15
tp =3,33us
tn =1,67us
+15
VAVR=5V
-15
IAVR=10mA
IL
VAVR=5V
-15
IAVR=10mA
IL
iLP= +1,11A
Cvp
+15
VP
VL= 15-5 = 10V
30µ
Cvn
Cvp
IL
VMOD
VN
iLN= -1,11A
VP
470
Ω
VL= -15 -5 = -25V
IL
VMOD
5V
30µ
VAVR
-15
VN
Cvn
470
Ω
5V
VAVR
Figura 4.1. Tensão na saída em função da razão cíclica carga 470Ω.
Conforme pode ser observado na figura 4.1, para uma carga pequena, 470Ω por exemplo, o nível
médio da corrente na carga é IMED =5/470 = 10mA. Como o nível médio IMED é muito menor que a
variação de corrente no indutor, o intervalo de tempo que as fontes VP e VN recebem e fornecem
energia é muito próximo, vide figura 4.2 e 4.3.
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5
VP fornece energia
VN recebe energia
IL
IL
10mA
10mA
IL > 0
Cvp
VP
Cvp
IL
VP
VMOD
VN
IL
VMOD
VN
Cvn
Cvn
Figura 4.2. Intervalos de tempo que IL > 0. ∆iL >> IAVR.
Para VMOD = VP, VP fornece energia; para VMOD = VN, VN recebe energia.
VN fornece energia
VP recebe energia
IL
IL
10mA
10mA
IL < 0
Cvp
VP
IL
Cvp
VP
VMOD
VN
Cvn
IL
VMOD
VN
Cvn
Figura 4.3. Intervalos de tempo que IL < 0. ∆iL >> IAVR.
Para VMOD = VN, VN fornece energia; para VMOD = VP, VP recebe energia.
Para uma carga maior, 4Ω por exemplo, o nível médio da corrente na carga é IMED =5/4 = 1,25A.
IMED é, portanto, da mesma ordem do nível de variação de corrente no indutor. Neste caso, a
corrente sobre IL sobre o indutor é sempre positiva e a fonte VN sempre recebe energia, vide figura
4.4.
Caso a fonte VN não tenha como absorver esta energia (uma bateria por exemplo), a tensão da fonte
é alterada, resultando num aumento da tensão sobre o capacitor de filtro desta fonte, vide figura 4.5.
Assim, para um nível de tensão constante na saída, a tensão da fonte sofre uma alteração a cada
ciclo, inviabilizado a operação do circuito.
Num circuito real, o chaveamento não é realizado sem perdas limitando, em parte, a alteração de
tensão. No caso de um sinal de áudio, como o nível médio é zero, a perturbação nas fontes de
alimentação não é tão crítica. Ela pode observada para frequências mais baixas (20 - 100Hz), vide
figura 4.6. Configurações em ponte anulam este efeito, consulte as referências.
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VMOD
tp =3,33us
tn =1,67us
tp =3,33us
VMOD
+15
tn =1,67us
+15
VMED=5V
-15
VMED=5V
-15
IL
IL
iLP=
1,25
+1,11A
iLN=
1,25
-1,11A
VP fornece energia
VN recebe energia
Cvp
Cvp
IL
VP
VMOD
VMOD
VN
IL
VP
VN
Cvn
Cvn
Figura 4.4. Como ∆iL ≈ IMED e IL > 0, VN nunca fornece energia.
VN recebe energia
Cvp
VP
IL
VMOD
Cvn
VN
Figura 4.5. Elevação da tensão da fonte VN.
VP
VP
VP
-VP
S
P
VP
VERR
D
VTRI
D
L
C
carga
N
-VP
S
VAVR
-VP
-VP
Figura 4.6. Alteração da tensão de alimentação para um sinal de áudio devido ao retorno para a alimentação.
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7
5- Realimentação
Sem realimentação não é possível garantir a linearidade do modulador PWM. As chaves são
implementadas por transistores que não são idênticos, possuem resistência série e tempo de
chaveamento diferente. Além disso, a variação da tensão de alimentação altera o ganho do PWM.
Uma solução é o emprego da técnica de realimentação para melhorar a linearidade do conjunto.
A tomada da realimentação na saída (sobre a carga) não é possível, vide esquema simplificado na
figura 5.1. O filtro LC de saída introduz uma defasagem de 180o (2 elementos) ou 360o (4
elementos), vide figura 5.2.
VP
VSIN
P
VTRI
VAVR
VERR
PWM
N
VN
Figura 5.1. Esquema simplificado da tomada do ponto de realimentação direto na carga.
Figura 5.2. Resposta AC de um filtro Butterworth LC com 4 elementos, frequência de corte de 35kHz.
Supondo que o filtro ligado à carga tenha uma resposta plana na banda de passagem (tipo
Butterworth, por exemplo), o ponto de realimentação pode ser tomado na saída do modulador caso
apenas o nível médio do sinal fosse considerado. Naturalmente efeitos devido a perdas do filtro de
saída (resistência da bobina por exemplo) não serão corrigidos. A figura 5.3 ilustra uma possível
solução aplicando esta técnica.
O nível médio da tensão na saída do modulador, VMOD, é determinado pelo integrador formado por
RI CI e o amplificador operacional. A saída do integrador gera um sinal de erro, VERR, que controla o
PWM. Como o integrador é do tipo inversor e o ganho bloco PWM é positivo uma realimentação
negativa está estabelecida.
Por exemplo, para VSIN =0, a saída do integrador, VERR, deve aplicar uma tensão na entrada do Bloco
PWM de modo que nível médio em VMOD seja igual a zero. No caso de VSIN diferente de zero, o
nível médio de VSIN menos o nível médio de VMOD deve ser nulo. Assim, para VSIN positivo, o nível
médio de VMOD deve ser negativo e a relação entre RI e RS determina o ganho do conjunto.
Com relação à estabilidade do circuito, deve ser considerara a defasagem introduzida pelo
integrador mais o atraso do Bloco PWM.
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8
RI
CI
P
VTRI
RS
VSIN
VP
VERR
integrador
bloco PWM
VMOD
VAVR
N
VN
Figura 5.3. Esquema simplificado da tomada do ponto de realimentação na saída do modulador.
Na faixa de áudio (20Hz ≈ 20kHz), o conjunto PWM e integrador é equivalente a um ampliador
com ganho GPWM, vide figura 5.4. Assim, uma análise de pequenos sinais pode ser empregada e o
circuito pode ser redesenhado.
O circuito equivalente 1 pode ser alterado para o circuito equivalente 2, vide figura 5.5. Neste novo
circuito, o capacitor CI é substituído pelo capacitor CI_EQ conectado na saída do conjunto PWM.
Note que o circuito real deve empregar o capacitor CI ligando em VERR. Para os dois circuitos terem
o mesmo comportamento deve-se ter IC1 = ICI_EQ, resultando que:
5.1
C I _ EQ = CI GPWM
circuito equivalente 1
RI
CI
RI
VSIN RS
PWM
filtro
VSIN
CI
RS
VPWM
GPWM
ganho do PWM
Figura 5.4. Circuito equivalente para pequenos do sistema realimentado para pequenos sinais.
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9
circuito equivalente 1
CI
RI
circuito equivalente 2
ICI
RI
ICI_EQ
CI_EQ
GPWM
VSIN
RS
VERR
ZCI = 1 (s CI )
ICI = VERR
ICI =
VSIN
VPWM
VERR = VPWM
ZCI
GPWM
VPWM
GPWM
RS
VPWM
GPWM
ZCI_EQ = 1 (s CI_EQ )
s CI
ICI_EQ = VPWM s CI_EQ
ICI_EQ = VPWM
ZCI_EQ
Figura 5.5. Deslocando CI de posição no circuito equivalente 1 para o circuito equivalente 2.
O circuito equivalente 2 comporta-se, portanto, como um filtro passa baixa, veja figura 5.6. A
função de transferência é dada por G = − Z 2 RS com Z 2 = RI // Z CI _ EQ . Como
Z I _ EQ = 1 ( jω CI _ EQ ) tem-se Z 2 = [ RI (1 + jω CI _ EQ RI )] resultando em:
G=−
RI
1
RS (1 + jωCI _ EQ RI )
5.2
Assim, o ganho abaixo da frequência de corte e a frequência de corte são dados por:
5.3
GTOTAL = − RI RS
f0 =
1
2πRI CI _ EQ
5.4
RI
GTOTAL
GTOTAL
2
GTOTAl= -
f0 =
f0
f
RI
CI_EQ
RS
1
VSIN
RS
VPWM
2πRI CI_EQ
Figura 5.6. Circuito equivalente do sistema realimentado.
6- Exemplo de um projeto
No exemplo são dados: tC =5µs , VTRI =1V, VP =15V, VN =−15V, e amplitude máxima do sinal de
entrada restrita entre -1V <VSIN <1V.
A razão cíclica do modulador PWM deve ser limitada de modo a respeitar o tempo de subida e
descida dos transistores ligados à carga. Estabelecendo o limite entre 0,1 <δ <0,9, para um período
de chaveamento igual a tC =5µs, a largura de pulso mínima na saída do modulador é igual a 500ns.
A saída deve ter, portanto, condições de excursionar entre VP e VN (e vice versa) em um tempo
menor que 250ns.
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10
O ganho do PWM é dado por (2.1). Assim, G PWM = VP VTRI =15.
O nível médio tensão é dado por VAVR = (2δ − 1)VP . Assim, para VP=15V, a saída do sistema pode
excursionar entre VAVR = (2 × 0,9 − 1) × 15 = 12V e VAVR = (2 × 0,1 − 1) × 15 = −12V, vide figura 6.1
Para que a saída varie entres os limites de +12V e -12V com o sinal de entrada na amplitude
máxima, o ganho do sistema, GTOTAL, deve ser igual a -12. Assim, a relação entre RI e RS está
determinada. Impondo RI =120KΩ, tem-se RS =10KΩ.
RI
GTOTAL
GTOTAL
CI_EQ
2
+15V
+1V
f0
GTOTAL= -
RI
RS
f0 =
f
VSIN
+12V
VPWM
RS
-1V
1
2πRI CI_EQ
-15V
-12V
Figura 6.1. Cálculo dos componentes.
Adotando-se f0 =70kHz, de (5.4) tem-se: 70 × 103 = 1 ( 2π × 120 × 103 × C I _ EQ ) , resultando
C I _ EQ = 19pF. Como C I _ EQ = CI GPWM tem-se C I = 284pF.
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11
2P- Prática: Ganho do Modulador PWM
A figura 2P.1 ilustra o diagrama simplificado do modulador PWM. Para o levantamento
experimental do ganho, será aplicado um nível DC na entrada VERR e medido o nível de tensão na
saída VAVR. A análise será feita para dois níveis de tensão de alimentação: 15V e 10V.
O circuito deve ser alimentado por duas fontes ajustáveis, V1P e V1N. Para facilitar o ajuste da tensão
coloque as fontes no modo simétrico: V1N= −V1P. Dois diodos estão ligados em série com a tensão
de alimentação: D1P e D1N. Devido a queda de tensão sobre os diodos, as tensões aplicadas no
modulador, VP e VN, sofrem uma redução.
Dois reguladores internos geram as tensões de +5V e -5V para alimentar o comparador e o sinal DC
de ajuste.
VERR
D1P
V1P
+5V
Ajuste VERR
sinal
sinal modulado PWM
S
P
VP
VERR
-VP
D
VMOD
VTRI
Filtro
L
D
-VP
VAVR
C
sinal ampliado
N
S
-5V
VTRI
VP
VP
V1N
triangular
VN = -VP
D1N
Figura 2P.1. Esquema simplificado do circuito para teste do ganho do modulador PWM.
2P.1- Selecione a chave CH2 na posição A. Nesta posição uma tensão contínua é aplicada na
entrada VERR. O nível da tensão é ajustado pelo potenciômetro P1. Vide figuras 2P.1 e 2P.2.
2P.2- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição a carga na saída será de apenas 470Ω,
para minimizar a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a alimentação (bus
pumping).
fonte de alimentação
modo simétrico
vermelho
V1p
azul
+V
V1n
Ref
preto
preto
azul
A
Ref
Ref
CH3
B
Sai-A
o-Vavr
P1
CH1
CH2
A
A
B
B
o-Verr
3,7Ω
conector
o-Vp
o-Vmod
Sai-Ref
Sai-C
vermelho
carga
o-Vn
o-Vtri
0
Vsin
Ref
-V
Figura 2P.2. Placa para testes. Pontos de observação: o-Vmod, o-Verr, o-Vtri, o-Vavr.
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12
2P.3- Meça a amplitude da forma de onda triangular com o osciloscópio no ponto de observação
o-Vtri (valor de pico positivo). Coloque o dado VTR na tabela 2P.1.
2P.4- Calcule o ganho do modulador PWM, G PWM = VP VTR , para duas tensões de alimentação V1P
=15V e V1P =10V. Desconte a queda de tensão devido aos diodos D1P e D1N no cálculo. Para V1N =
−V1P = −15V, considere VP = 15 -0,7 = 14,3V. Para V1N= −V1P = −10V, considere VP = 10 -0,7 = 9,3V.
2P.5- Com o osciloscópio conectado nos pontos de observação o-Vmod e o-Verr, observe que a
largura de pulso é alterada conforme o potenciômetro P1 é ajustado.
2P.6- Para os valores de VERR relacionados na tabela 2P.1 meça o nível médio na saída no ponto de
observação o-Vavr. Os valores devem ser medidos para V1N = −V1P = −15V e V1N= −V1P = −10V.
2P.7- Compare o ganho calculado com o ganho medido. Comente os resultados levantando
possíveis causas da não linearidade do modulador.
Tabela 2P.1. Dados calculados e levantados para medida do ganho do PWM.
VTR =
V (medido)
V1N = −V1P = −15V
GPWM =
VERR
(VDC)
VAVR
(VDC)
(valor calculado)
GPWM (medido)
V1N= −V1P = −10V
GPWM =
VAVR
(VDC)
(valor calculado)
GPWM (medido)
+0,5V
0,2V
-0,2V
-0,5V
3P- Prática: Retorno para a alimentação - bus pumping
A figura 3P.1 ilustra o circuito simplificado para observação do fenômeno do retorno para a tensão
de alimentação.
O circuito deve ser alimentado por duas fontes ajustáveis, V1P e V1N. Para facilitar a operação
coloque as fontes no modo simétrico: V1N= −V1P. Os diodos D1P e D1N evitam o retorno de energia
para as fontes externas e os capacitores C1P e C1N absorvem a energia que retornaria para as fontes
de alimentação.
Dois reguladores internos geram as tensões de +5V e -5V para alimentar o comparador e o sinal DC
de ajuste.
A alteração da tensão nos pontos VP e VN pode ser observada diretamente (pontos de observação
o-Vp e o-Vn) ou indiretamente através do sinal VMOD (ponto de observação o-Vmod). Para VERR =0V,
o intervalo de tempo que os capacitores C1P e C1N recebem e fornecem energia é igual e o nível de
tensão não é alterado. Assim, o sinal VMOD deve excursionar entre VP e VN. Para valores de VERR
≠0V, o nível de tensão capacitores C1P ou C1N sofre alteração e a excursão do sinal VMOD é alterada,
vide figura 3P.1. Note que, para VERR >0 o ponto VN sofre alteração e para VERR <0 o ponto VP sofre
alteração.
3P.1- Ajuste as tensões da fonte de alimentação para V1P =10V V1N = −10V.
3P.2- Selecione a chave CH2 na posição A . Nesta posição uma tensão contínua é aplicada na
entrada VERR. O nível da tensão é ajustado pelo potenciômetro P1. Vide figuras 3P.1 e 3P.2.
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13
3P.3- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição a carga na saída será de apenas 470Ω,
para minimizar a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a alimentação.
Ponto de
medida VP
VP
D1P
V1P
VP
C1P
VMOD
+5V
Ajuste VERR
VERR
V1N
-VP
P
VMOD
VAVR
L
VTRI
C
carga
N
-5V
D1N
C1N
VAVR
Ponto de
medida VN
-VP
Figura 3P.1. Alteração da tensão de alimentação para um sinal de áudio devido ao retorno para à alimentação.
3P.4- Conecte o osciloscópio nos pontos de observação o_Verr e o_Vmod. Ajustando VERR por meio
de P1, complete os dados da tabela. Os valores correspondem ao patamar positivo e ao patamar
negativo. Desconsidere os picos de tensão.
3P.5- Ajuste VERR = 0. DEPOIS do ajuste, selecione a chave CH3 na posição A. Nesta posição, a
carga na saída será de 3,7Ω e a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a
alimentação é pronunciada. VALORES DE ATÉ 70V PODEM SER ATINGIDOS, CUIDADO COM A
MEDIDA!
3P.6- Ajustando VERR, complete os dados da tabela.
3P.7- Comente os resultados. Comente qual ponto (VP ou VN) é alterado para VERR >0 e VERR <0.
fonte de alimentação
modo simétrico
vermelho
V1p
azul
0
+V
V1n
Ref
preto
o-Vn
o-Vp
o-Vmod
Sai-Ref
Sai-C
vermelho
preto
azul
A
Ref
Ref
CH3
B
carga
o-Vavr
P1
conector
CH1
CH2
A
A
B
B
o-Verr
Sai-A
o-Vtri
3,7Ω
Vsin
Ref
-V
Figura 3P.2. Placa para testes. Pontos de observação: o-Vn, o-Vp, o-Vmod, o-Verr, o-Vtri, o-Vavr.
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Tabela 3P.1. Efeito do retorno para a tensão de alimentação.
V1P =10V V1N = −10V
CH3 = B Carga 470Ω
VERR -VDC
VMOD (base positiva)
CH3 = A Carga 3,7Ω
VMOD (base neg.)
VMOD (base positiva)
VMOD (base neg.)
+0,5
0,0
-0,5
4P- Prática: Ganho e banda de passagem do sistema realimentado
A figura 4P.1 ilustra o esquema simplificado do sistema realimentado (topo da figura) e o circuito
equivalente. O objetivo da prática é verificar o ganho e a banda de passagem do sistema
realimentado medindo os valores no circuito completo, saída VAVR. O circuito equivalente não está
disponível na placa, saída VPWM. Ele serve, apenas, para simplificar a análise.
Para evitar a influência do filtro LC na saída, a medida do ganho, GTOTAL, será feita numa frequência
bem abaixo da frequência de corte deste. Pelo mesmo motivo, a análise da frequência de corte do
sistema realimentado, f0, será feita substituindo CI por um valor mais elevado, de modo que f0 <<
fLC.
Para agilizar as medidas dos sinais, empregue um voltímetro que responda na faixa de frequências
consideradas (10 Hz < f <100kHz). Observe sempre as formas de onda com o osciloscópio verificar
eventuais problemas no funcionamento.
GTOTAL= -
RI
RS
=-
RI
VAVR
VSIN
VSIN
f0 =
CI
VP
P
VTRI
RS
VMOD
VAVR
1
2πRI CI_EQ
L
VERR
N
bloco PWM
VAVR
VAVR
RI
2
VSIN
f0
C
VN
CI_EQ
GPWM
RS
VERR
VPWM
f
Figura 4P.1. Sistema realimentado (esquema simplificado no topo) e circuito equivalente (parte inferior).
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Medida do ganho
4P.1- Selecione a chave CH1 na posição A. Nesta posição, CI =180pF.
4P.2- Selecione a chave CH2 na posição B. Nesta posição é possível aplicar um sinal externo na
entrada VSIN.
4P.3- Selecione a chave CH3 na posição A. Nesta posição, a carga na saída será de 3,7Ω.
4P.4- Conecte o osciloscópio em Vsin e o_Vavr para visualizar os sinais de entrada e saída
conjuntamente.
4P.5- Identifique os valores de RI e RS no esquema completo do amplificador. Com base nestes
valores calcule GTOTAL = − RI RS .
4P.6- Aplique na entrada VSIN um sinal senoidal na frequência de 1kHz com as amplitudes
relacionadas na tabela 4P.1. Levante os valores de VAVR e calcule os valores de GTOTAL
experimentais. Empregue um voltímetro especial ou o osciloscópio para realizar as medidas.
4P.7- Comente os resultados. Os valores estão dentro do previsto?
fonte de alimentação
modo simétrico
vermelho
V1p
azul
+V
gerador de sinais
V1n
Ref
preto
o-Vn
o-Vp
o-Vmod
Sai-Ref
Sai-C
vermelho
preto
azul
A
Ref
CH3
B
Sai-A
o-Vavr
carga
P1
conector
CH2
CH1
A
A
B
B
o-Verr
3,7Ω
Ref
o-Vtri
0
Vsin
Ref
-V
preto
vermelho
Figura 4P.2. Placa para testes. Pontos de observação: Vsin e o-Vavr. Chaves empregadas CH1, CH2 e CH3.
4P.8- No experimento que foi levantado o ganho do PWM, GPWM, as tensões de alimentação VP e
VN alteravam o ganho. Explique, com poucas palavras, como o ganho permaneceu constante nas
duas condições de alimentação da tabela 4P.1.
4P.9- Lembrando que o valor médio da tensão na saída é dado por V AVR = (2δ − 1)VP , qual o valor
máximo e valor mínimo de δ na saída do modulador PWM. Qual a importância de verificar estes
valores?
Tabela 4P.1. Ganho do sistema realimentado. Frequência 1kHz. Valores de tensão RMS medidos com voltímetro.
V1P = 15V
VSIN
VAVR
V1N = −15V
GTOTAL
V1P =10V
VAVR
V1N = −10V
GTOTAL
0,1 VRMS
VRMS
VRMS
0,2 VRMS
VRMS
VRMS
0,3 VRMS
VRMS
VRMS
Obs. Para agilizar as medidas, ajuste VSIN e realize as medidas para V1P = 15V e V1P = 10V
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Medida da banda de passagem
4P.10- Selecione a chave CH1 na posição B. Nesta posição, CI =1nF.
4P.11- Lembrando que: f 0 = 1 (2πRI CI _ EQ ) , C I _ EQ = CI GPWM e G PWM = VP VTR preencha os
valores na tabela 4P.2. Para GPWM use os valores calculados na tabela 2P.1.
4P.12- Ajuste a alimentação do circuito para V1P = 15V e V1N = −15V. Para uma frequência próxima
de 1kHz, ajuste VSIN para VARV =2VRMS (use um voltímetro especial ou o osciloscópio).
4P.13- Eleve a frequência do gerador de sinais até VARV =1,40VRMS (≈ 2
experimental de f0 na tabela 4P.2
2 ). Preencha o valor
4P.14- Repita os procedimentos anteriores com V1P = 10V V1N = −10V.
4P.15- Comente os resultados. Os valores estão dentro do previsto?
Tabela 4P.2. Valores calculados e experimentais da banda de passagem do sistema realimentado.
V1P = 15V
GPWM
V1N = −15V
V1P =10V
CI_EQ
f0
GPWM
V1N = −10V
CI_EQ
f0 experimental =
f0
f0 experimental =
Obs. GPWM empregue os valores calculados na tabela 2P.1.
5P- Prática: Observação do sistema com sinal de áudio
Esta prática necessita a conexão de um autofalante e um sinal de áudio analógico (um tocador MP3,
por exemplo), vide figura 5P.1.
5P.1- Selecione a chave CH1 na posição A. Nesta posição, CI =180pF.
5P.2- Selecione a chave CH2 na posição B. Nesta posição é possível aplicar um sinal externo na
entrada VSIN e conector de entrada.
5P.3- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição o sinal Vavr é ligado ao autofalante.
5P.4- Verifique o funcionamento do sistema.
5P.5- Caso o sinal de áudio tenha sinais de alta frequência, deve ser possível escutar uma pequena
alteração nestas componentes alterando-se a posição de CH1. Qual seria o motivo?
fonte de alimentação
modo simétrico
vermelho
V1p
V1n
Ref
azul
+V
preto
o-Vn
o-Vp
o-Vmod
Sai-Ref
Sai-C
vermelho
preto
azul
A
Ref
CH3
B
sinal
áudio
Sai-A
o-Vavr
carga
P1
CH1
CH2
A
A
B
B
o-Verr
3,7Ω
Ref
o-Vtri
0
Vsin
Ref
-V
conector
Figura 5P.1. Placa para testes. Chaves empregadas CH1, CH2 e CH3.
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