L. Grundlagen der Leistungsverstärker

SC/L/Hg
L1
L. Grundlagen der Leistungsverstärker
Leistungsverstärker sind Großsignalverstärker. Die für Kleinsignalverstärker gültigen Berechnungsmethoden sind
deshalb nicht oder nur eingeschränkt anwendbar. Im folgenden werden nur Leistungsverstärker mit Bipolartransistoren behandelt. Für Leistungsverstärker mit Leistungs-MOSFET siehe [ Literatur ].
L.1 Lage des Arbeitspunkts, Betriebsart
Ic
Ic
Ic
Ic
A.P.
t
A.P.
UBE
UBE
t
t
A-Betrieb
A.P.
t
t
UBE
t
UBE
t
t
AB-Betrieb
A.P.
B-Betrieb
C-Betrieb
Abb. L1: Arbeitspunkt und Betriebsart
A-Betrieb:
A.P. liegt ca. in der Mitte des annähernd linearen Teils der Steuerkennlinie. Angewendet bei Vor- und
Treiberverstärkern sowie Leistungsverstärkern in Eintakt- und Gegentaktanordnung.
Vorteile: Bei kleinen Aussteuerungen kleine Verzerrungen
Nachteile: Hoher Ruhestrom, geringer Wirkungsgrad (max. 50%), geringe Ausgangsleistung.
B-Betrieb:
A.P. liegt im unteren Knick der Steuerkennlinie. Es wird nur mehr eine Halbwelle verstärkt. Um ein
vollständiges Ausgangssignal zu erhalten, muß das Gegentaktprinzip angewendet werden. Für geringen Klirrfaktor ist gute Symmetrie der Gegentaktschaltung einschließlich der elektrischen Eigenschaften der Transistoren erforderlich.
Vorteile: Ruhestrom fast Null, hohe Ausgangsleistung bei gutem Wirkungsgrad (max. 78%)
Nachteile: Sog. Übernahmeverzerrungen bei kleiner Aussteuerung, erhöhter Schaltungsaufwand.
AB-Betrieb:
Zur Verringerung der Verzerrungen des reinen B-Verstärkers bei kleinen Aussteuerungen führen beide im Gegentakt arbeitenden Transistoren einen geringen Ruhestrom (Anhaltswert: ca. 2-3% des
vorkommenden Kollektorscheitelstroms).
Vorteile: Erheblich geringere nichtlin. Verzerrungen als beim B-Betrieb.
Nachteile: Durch Ruhestrom etwas geringere Leistungsabgabe und Wirkungsgrad als bei B-Betrieb.
C- Betrieb:
A.P. liegt im Sperrbereich der Steuerkennlinie. Es werden nur mehr Teile einer Sinushalbwelle verstärkt. Ein Zusammensetzen zu einem Voll-Sinus ist nicht mehr möglich.----> Hohe nichtlineare Verzerrungen. Anwendung bei Senderendstufen, wo die Harmonischen durch Resonanzkreise
herausgefiltert werden, oder dort wo Oberwellen gewünscht sind. (z.B. Frequenzvervielfacher)
Vorteile: Hohe Leistungsabgabe und hoher Wirkungsgrad (bis 90%)
Nachteile: Starke Verzerrungen
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L2
L.2 Schaltungsprinzipien
Leistungsverstärker
Eintaktschaltung
Kollektorschaltung
Emitterschltg. m
Übertragerkopplg.
Ucc
Gegentaktschaltung
Emitterschaltg. m.
Übertragerkopplg.
Kollektorschltg.
"Eisenloser Verst."
Ucc
+Ucc
-T
RL
+
Ucc
-T
-Ucc
nur bei A-Betrieb
Nur für kleine Leistungen
1Watt im A-Betrieb
geringe Leistungsverstärkung
sehr geringer Wirkungsgrad (ca. 6%)
geringer Klirrfaktor
wegen A-Betrieb
meist als Treiberstufe
eingesetzt
Bei NF:
meist nur als Treiber f.
Gegentaktverstärker
schlechte
Trafoausnutzung wegen
Vormagnetisierung
rel. hohe nichtlin. Verzerrungen
nur für Leistungen bis
einige Watt
Für alle Leistungsbereiche Leistungen bis ca. 100W
bei NF in (A)B-Betrieb
bei NF für sehr hohe
Leistung geeignet (...1kW) Durch Wegfall des
Übertragers einfachere
und billigere Schaltung
wegen Aufhebung der
Vormagnetisierung im
größere Bandbreite
Trafo günstigere Trafonutzung als bei Eintaktbetrieb
wenig für HF geeignet
für A- und B-Betrieb bei NF geringe Leistungsverstärkung wegen
Kollektorschaltung
C-Betrieb bei HF
Bei HF:
verbreitet bei kleinen
Senderendstufen mit
einige Watt im C-Betrieb
Vorteil:
Lastwiderstand anpaßbar
Vorteil:
Lastwiderstand anpaßbar
Nachteil:
Leistung, Lastwiderstand
und Ucc sind voneinander abhängig
Abb. L2: Schaltungsprinzipien der Leistungsverstärker
Generelle Nachteile der Schaltungen mit Übertrager im NF-Bereich:
• rel. geringer Frequenzbereich
• nichtlineare Verzerrungen wegen Magnetisierungskennlinie des Eisenkerns
• Hohes Gewicht, großes Volumen, hohe Kosten
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L3
L.3 Beispiel 1: Eintakt-A-Verstärker m. Übertrager in E-Schaltung
Ucc
RL
Bei Vernachlässigung des Wicklungswiderstands RCu des Übertragers und eines eventuell vorhandenen Emitterwiderstands zur Stabilisierung werden die Lastwiderstände:
Ü:1
-T
Der Übertrager wird vereinfachend als verlust- und streufrei angenommen. Dann entsteht bei reellem Lastwiderstand RL auch an der
Primärseite ein reeller Lastwiderstand Ra~ .
Ra− = RE− + RCu ≈ 0
RE
Ra~ ≈ ü2 RL + RCu ≈ ü2 RL
(LV1, 1a)
Abb. L3: Eintakt-A-Verst. mit Übertrager
L.3.1 Aussteuerverhältnisse im Ausgangskennlinienfeld:
Für eine hohe Wechselstromleistung werden große
Werte von UCEa und ICa angestrebt. Die Verlustleistungshyperbel darf aber dabei nicht überschritten werden.
Wenn Ra_ = 0 ist , liegt der A.P. im Schnittpunkt der
senkrechten Ra= Geraden und der PVTzul-Hyperbel.
PVTzul
Ic
hier =0!
Ra=
^i
c
U
BE
ICa ≤
I
Ca
^i
c
Ra
UCEsat
^u
ce
U
CEa
UCE
^u
ce
= Ucc
Abb. L4: Arbeitsgeraden im Kennlinienfeld
PVTzul
UCC
(LV2)
Die Arbeitsgerade kann aus Abb. L4 entnommen wer• falls R a= nicht 0
den:
^uce UCC− UCEsat− ICa (RCu + RE)
Ra~ = ^ =
(LV3)
ic
ICa
Beachte: In Abb. L4 ist Ra= zu Null angenommen.
Die maximale Ausgangsleistung tritt bei Vollaussteuerung auf:
^ice = ICa; bzw. ^uce ≈ UCC − UCEsat
max
max
Dabei werden RE und RCu vernachlässigt!
Da die Verlustleistungshyperbel nicht überschritten werden darf, ist die optimale Arbeitsgerade Ra~ die Tangente
an die PVTzul -Kurve im Arbeitspunkt. Durch ein geeignetes Übersetzungsverhältnis kann jedes beliebige RL in das
optimale Ra~ transformiert werden:
1
2
2
Ra~ ≈ ü RL + RCu ≈ ü RL
 Ra~ − RCu  2

ü= 
RL


(LV4)
Grenzwerte von IC und UCE:
UCEmaxzul und I Cmaxzul des Transistors dürfen unabhängig von der zulässigen Verlustleistung nicht überschritten
werden!
Maximale Momentanwerte: ICmax = 2 ^ic = 2ICa ≤ ICmaxzul
UCEmax = 2 UCEa ≈ 2 UCC ≤ UCEmaxzul
(LV5)
Hinweis: Wenn UCEsat berücksichtigt werden muß, ist die optimale Arbeitsgerade nicht mehr die Tangente an die
PVT-Hyperbel!
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L4
L.3.2 Leistungsbetrachtungen
ic
Verlustleistung des Transistors bei Wechselstromaussteuerung:
Momentanwert der Leistung: ic( t) . uce( t)
Mittlere umgesetzte Leistung:
1T
PVT = ∫ ic uce dt ; mit t= ωt und T = 2 π wird:
T0
ic
ICa
2π
1
∫ [ ICa+ ^ic sin(ωt)] [UCEa − ^uce sin(ωt)] d(ωt)
2π 0
t Nach Integration entsteht für P :
VT
PVT =
dt
uce
PVT = ICa UCEa −
^ic ^uce
= PCC − Pa
2
(LV6)
(LV7)
uce
UCEa
Ohne Aussteuerung ist die Verlustleistung maximal und gleich der aus der
Versorgungsquelle entnommenen Gleichstromleistung P CC . (Gleichstromwiderstände im Kollektor- und Emitterstromkreis vernachlässigt)
dt
Mit Aussteuerung verringert sich die Verlustleistung PVT um die an die Last
t abgegebene Nutzleistung Pa.
T
Abb. L5: Zur Berechnung der
Verlustleistung
Berechnung des Wirkungsgrads:
Der sog. Kollektorwirkungsgrad ist definiert zu: η =
η=
Pa
mit ICa ≈ IEa ergibt sich:
PCC
^ic . ^uce
Pa
0,5 ^ic ^uce 1 .
=
=
PCC
UCC ICa
2 [ UCEsat + ^uce + ICa (RE+ RCu )] . ICa
(LV8)
• Der Wirkungsgrad wird am größten bei Vollausteuerung.
Theoretischer Maximalwert bei Vollaussteuerung für idealen Übertrager, idealen Transistor und RE = 0:
1 ^ic ^uce
ηmax = . ^ ^ = 0,5
(LV9)
2 ic uce
In der Praxis ist bestenfalls ein Wert von η = 45 % erreichbar.
Beispiel:
Ein Leistungsverstärker nach Abb.L3 soll auf maximale Leistungsabgabe in RL dimensioniert werden.
Gegeben: UCC = 12V; RL = 4Ω ; PVTzul = 1,2 W; UCEsat = 1V
Gesucht: UCEa;
UCEmax;
ICa;
I Cmax;
Pamax;
ü;
ηmax
Lösung: UCEa = 12V; Pamax = 0,55W; ICmax = 0,2A; ICa = 100 mA; ü = 5,24; UCEmax ≈ 23V; ηmax = 0,458
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L5
L.4 Beispiel 2: Der eisenlose Gegentakt-B-Verstärker
Weitverbreitete Schaltung bei NF-Leistungsverstärkern bis ca. 100 W. (In Brückenschaltung einige 100W). Die
grundsätzliche Betriebsart ist B-Betrieb. Zur Verringerung der nichtlinearen Verzerrungen arbeiten in der Praxis
die Transistoren im AB-Betrieb mit etwas vermindertem Wirkungsgrad. Man unterscheidet je nach Art der
Transistoren komplementäre und quasi-komplementäre (nicht komplementäre) Schaltungen.
L.4.1 Die eisenlose Komplementär-Gegentaktstufe mit zwei Versorgungsquellen.
Ic1
UBEa
+
Ts1
Ucc
iL
Ue
UBEa
Ue
Ts2
RL
-
ua
+
t
Ucc
Ic1
-
Ic2
Abb. L6: Grundschaltung der eisenlosen Komplementärstufe
• Beide Transistoren arbeiten in Kollektorschaltung und in B-Betrieb.
• Der Kollektorruhestrom ist Null. (Beim B-Betrieb)
In der Praxis wird ein AB-Arbeitspunkt als Kompromiß zwischen gutem Wirkungsgrad und geringen Verzerrungen eingestellt.
• Die positive Halbwelle wird von Ts1, die negative Halbwelle
von Ts2 verstärkt. Wegen Komplementärprinzip ist keine Phasenumkehr des Steuersignals nötig.
• Die beiden Halbwellen werden im RL zu einem Wechselstrom
zusammengesetzt..
• Spannungsverstärkung Vu < 1; Leistungsverst. Vp ≈ Vi = β
• Die untere Grenzfrequenz fu = 0, die obere Grenzfrequenz fo
liegt unter fβ .
t
Ic2
t
IL
t
Abb. L7: Signale bei der
Komplementärendstufe
L.4.2 Berechnung der eisenlosen Gegentaktenstufe
ua
+Ucc
U CErest
u a(t)
t
U CErest
Die maximale Spannung am Lastwiderstand RL ist um die Spannung
UCErest kleiner als UCC. Der Mindestwert von UCErest ergibt sich aus der
Schaltung bzw. den Steuerverhältnissen.
Anders als bei Verstärkern in Emitterschaltung wird die Aussteuerbarkeit
des Transistors häufig nicht von UCEsat, sondern von UBE bei ICmax
eingeengt.
Ist die maximale Eingangsspannung ^ue = ± UCC , dann wird die maximale Ausgangsspannung bei Vollaussteuerung (Index "v")
^ua = UCC − UCErest = UCC − UBE( I
v
Cmax)
( LV10 )
-Ucc
Abb. L8: Max. Aussteuerbarkeit
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L6
Damit erzielbare maximale (Gesamt)-Nutzleistung:
2
2
1 (UCC− UCErest )
1 ^ua
=
( LV11 )
2
RL
2 RL
• Es besteht ein fester Zusammenhang zwischen Pa, RL und UCC. Im Gegensatz zu Schaltungen mit
Ausgangsübertrager kann hier RL nicht mehr frei gewählt werden!
Pamax =
Leistungsbilanz für einen Transistor (Angaben mit dem Index "T" gelten im folgenden für 1 Transistor):
1) Leistungsaufnahme PCCT (aus Versorgungsquelle UCC):
^iL
(ILav = arithmetischer Mittelwert einer Sinushalbwelle). Mit ILav = π ;
UCC ^ua
PCC T =
(1 Transistor)
π RL
PCC T = UCC ILav
2) Nutzleistungsabgabe PaT :
2
^ua2
1 ^ua
PaT =
=
2 2 RL 4 RL
(1 Transistor)
^
^iL = ua wird:
RL
( LV12 )
( LV13 )
3) Verlustleistung PvT :
PVT =
π
ua
1
∫
(UCC − ua) d(ωt) ; mit ua = ^ua sin( ωt)
RL
2π 0
^ua2
UCC ^ua
(1 Ts)
−
= PCCT − PaT
PVT =
π RL
4 RL
100
P %
80
78,5%
Pcc T
60
Pa T
40
PvT
20
21,5%
63,7%
0
0
20
40
60
80 100
m [%]
Abb. L9: Leistungsaufteilung
nach Integration über eine Periode enrsteht:
Diese Leistungsaufteilung gilt auch für die gesamte Leistungsstufe mit jeweils doppelten Werten.
In Abb. L9 sind die Leistungen bezogen auf die maximale
U2CC
PCC max =
dargestellt. Es ist ein Maximum der VerlustleiπRL
stung bei einer mittleren Aussteuerung zu erkennen.
Ermittlung der maximalen Verlustleistung durch Extremalwertberechnung:
dPVT UCC
2 ^uaM
=
−
= 0!
dua
π RL
4RL
^ua
^ua
UCC
M
=
;
Aussteuerungsfaktor: m =
UCC
2RL π RL
^ua = 2 UCC = 0,637 UCC
( LV15 )
M
π
Mit dieser Ausgangsamplitude wird die max. Verlustleistung: PVTmax =
PVTmax =
U2cc
≈
( LV14 )
2U2cc
4 U2cc
−
π2 RL π2 4RL
U2cc
< PVTzul
10RL
( LV16 )
π 2 RL
Diese maximale Verlustleistung wird bei ca. 64% der Vollaussteuerung erreicht und darf die zulässige PV des
Transistors nicht überschreiten. Dazu muß RL größer als ein bestimmter Minimalwert sein:
RL ≥
U2cc
π2 PVTzul
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( LV17)
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4) Verlustleistung bei Vollaussteuerung PVTv (1 Ts.):
L7
Gln. ( LV10 ) in Gln. ( LV14 ) liefert:
(UCC − UCErest)
(UCC− UCErest )UCC
−
4RL
π RL
Bei vernachlässigter Kollektor-Emitter-Restspannung ( UCErest ≈ 0) wird:
U2cc  1 1 
U2
 π −  = 0,0683 cc
PVTv =
< PVTmax
vergleiche mit Gln. (LV17)
RL 
4
RL
2
PVTv =
Theoretischer Wirkungsgrad bei Vollaussteuerung ηv für 2 Transistoren
Pamax =
2
1 Ucc
;
2 RL
PVv = 2
U2cc
RL
( LV19 )
( UCErest = 0 )
 1 1
π − 
4

2
1 Ucc
2 RL
Pamax
Pamax
1
π
=
=
=
=
= 78,5%


2
2
PCC
Pamax+ PVv
1
1
4
Ucc  1
1
1 Ucc


1+
+
4
−


+
2
−
 π 4
RL  π
4
2 RL
Praktisch sind nur 60....70% erreichbar!
ηv =
( LV18 )
( LV20 )
Der Ausnutzungsgrad µ der Transistoren gibt das Verhältnis von maximal erzielbarer Ausgangsleistung zur
maximal auftretenden Verlustleistung an. Für 2 Transistoren gilt:
2
1 Ucc
Pamax
2 RL
π2
=
=
≈ 2,5
(für U CEsat = 0 )
( LV21 )
µ=
4
PVmaxzul
U2cc
2 2
π RL
Die theoretisch mögliche Nutzleistung der Stufe ist ca.. 5 mal so groß wie die maximal zulässige Verlustleistung
eines Transistors. Mit dieser Abschätzung kann die Vorauswahl der Transistoren vorgenommen werden.
Belastungsgrenzen der Transistoren:
a) Begrenzung durch Verlustleistung:
Damit die maximal zulässige Pv des Transistors nicht überschritten wird, ist ein Minimalwert des RL nicht zu
U2cc
unterschreiten:
RL ≥ 2
siehe Gln.( LV17 )
π PVTzul
b) Begrenzung durch maximal zulässigen Kollektor(scheitel)-Strom ICmaxzul :
^ua
UCC − UCErest
UCC
v
Der maximal auftretende Kollektorstrom ist ^iCmax = ^iLmax =
=
≈
( LV22 )
RL
RL
RL
UCC − UCErest
Damit der max. zul. IC nicht überschritten wird, muß gelten: RL ≥
( LV23 )
ICmaxzul
Der größere der beiden Werte für RL ist zu verwenden.
c) Begrenzung durch max. zul. Spannungsbeanspruchung:
Die maximal auftretende Kollektorspannung je Transistor beträgt 2 U CC (entspechend Abb. L6 )
Zur Beachtung: Im Normalbetrieb ist beim Gegentakt-B-Verstärker immer nur ein Transistor leitend. Der Transistor
braucht jedoch eine gewisse Zeit für den Übergang vom leitenden in den gesperrten Zustand. Bei höheren
Frequenzen können deshalb beide Transistoren leiten und es fließt ein zusätzlicher hoher Strom durch beide
Transistoren. Dies kann zu deren Zerstörung führen. Dies ist besonders gefährlich bei "wilden Schwingungen" im
HF-Bereich. Schutzvorkehrung: kleine Ferritperlen im Emitterstromkreis.
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L8
L.4.3 Komplementär-Endstufe mit nur einer Versorungsspannung
+
Ucc
Ucc
RL
+
C
+
Ucc
Wenn keine getrennten Versorungsspannungsquellen realisierbar sind, kann die nebenstehende Schaltung mit einer Quelle
und einem Koppelkondensator verwendet
werden. Wenn der obere Ts. leitet, wird der
2Ucc
Laststrom von der Quelle geliefert; wenn der
untere Ts. leitet, wirkt der Kondensator als
"Batterie". Der Kondensator muß so groß
bemessen werden, daß während der negativen Halbwelle bei der untersten zu übertragenden Frequenz sich die Spannung an C
noch nicht wesentlich verringert.
(Klirrfaktor!)
alternativ
einige 1000 uF
Ucc
RL
-
Abb. L10: Endstufe mit einer Betriebsspannung
L.4.4 Darlington-Endstufen
T1
T1
T3
+
T3
+
Uv
Ucc
+
Ucc
+
Uv
R1
R1
R3
Ue
R2
+
R3
RL
Ue
R4
+
R4
Uv
+
+
Ucc
Ucc
Uv
RL
T2
T4
T4
T2
Abb. L11: Endstufe mit Darlington-Transistoren
R2
Abb. L12: Endstufe mit Komplementär-Darlington
Leistungstransistoren für hohe Kollektorströme haben keine hohe Stromverstärkung, so daß die Basisströme rel.
groß werden. Um die vorhergehende Stufe nicht zu sehr zu belasten, werden die Endtransistoren T3, T4 durch je
einen Treiber T1, T2 in Darlingtonschaltung ergänzt. ( s. Abb. L11 )
Da gute PNP-Leistungstransistoren für sehr hohe Ströme bzw. in integrierten Schaltungen nur schwer oder gar
nicht realisierbar sind, zieht man hier für die PNP-Seite die Komplementär-Darlingtonschaltung vor. Jetzt ist nur
mehr der weniger belastete Treibertransistor T2 vom ungünstigen PNP-Typ. ( s. Abb. L12 )
Die Widerstände R1, R2 beschleunigen durch Ableitung der Basisladungen den Übergang von T3, T4 in den
Sperrzustand.
R3, R4 stellen eine geringe Emittergegenkopplung dar, verbessern die Stabilität des Arbeitspunkts und sollen ein
thermisches "Durchgehen" der Endtransistoren vermeiden. Um Leistungsverluste gering zu halten, müssen sie
klein gegen RL sein.
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L9
L.5 Schaltungsvarianten
L.5.1 Arbeitspunkteinstellung beim AB-Betrieb
IC1
Beim reinen B-Betrieb treten beim Übergang auf die jeweils
andere Halbwelle nichtlineare Verzerrungen gem. Abb L10 auf.
Diese lassen sich durch einen AB-Betrieb der Endtransistoren
deutlich verringern.
i
IC1
UBE2
UBE1
t
IC2
U
Abb. L13: Übernahmeverzerrungen bei
B-Betrieb
A.P.
BE2
U BE1
IC2
Abb. L14: Arbeitspunkt bei AB-Betrieb
+Ucc
Die Einstellung des A.P. erfolgt mit temperaturabhängigen
Bauelementen, die einen möglichst guten Wärmekontakt
zu den Leistungstransistoren haben müssen.
D1
vereinfacht
RL
Ue
D2
Einfachster Fall: 2 über Widerstände vorgespannte Dioden erzeugen einen Spannungsabfall, der in etwa der U BE
der Transistoren entspricht. Wegen des Spannungsabfalls
an den Widerständen können die Endtransistoren nicht voll
ausgesteuert werden. Eine Verbesserung erreicht man
durch Stromquellen, insbesondere wenn diese an eine
höhere Versorgungsspannung als Ucc gelegt werden.
-Ucc
Abb. L15: A.P.-Einstellung mit Dioden
+Ucc
T1
Ra
RL
T3
Rb
Ue
Die Schaltung nach Abb. L16 verwendet eine sog.
"UBE-Schaltung" zwischen den Basen der Endtransistoren.
Bei vernachlässigtem Basisstrom von T3 gilt für die Kollektorspannung an T3:
Ra 
UCE( T3) ≈ UBE( T3)  1+
( LV24 )
Rb 
Durch das Verhältnis von Ra / Rb kann der Ruhestrom der
Endstufe eingestellt werden.
Anhaltswert: IC ≈ 2...3% .ICmax
T2
-Ucc
Abb. L16: A.P.-Einstellung mit UBE-Schaltung
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L 10
Eine häufig in integrierten Schaltungen eingesetzte Variante zeigt Abb. L17:
+Ucc
T3
Die Basis-Emitterstrecken von T1 und T2 wirken wie die Dioden in
Abb. L15.
Durch den Betrieb als Emitterfolger wirken T1 und T2 zusätzlich als
Stromverstärker ---> Darlington-Endstufe.
T2
RL
Alle drei vorgestellten Schaltungsprinzipien liefern den passenden
Temperaturkoeffizienten der Basisvorspannung.
Ue
T1
T4
-Ucc
Abb. L17: A.P.-Einstellung mit
Treibertransistoren
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L 11
L.5.2 Beispiel eines diskret aufgebauten 75 W-NF-Verstärkers
Abb. L18: Diskret aufgebauter Endverstärker
Schaltungsbeschreibung:
Es handelt sich um eine Komplementär-Darlington-Endstufe in AB-Betrieb mit zusätzlichen Treibertransistoren als
Emitterfolger (T9, T10)
• Die Transistoren T7 und T8 stellen eine Kurzschlußbegrenzung dar. (Einstellung mit R16, R17 )
• Mit R18, R19 (0,27Ω) wird die thermische Stabilität verbessert.
• T5 in UBE-Schaltung dient zur Einstellung des A.P. der End- und Treibertransistoren. (Trimmer R11)
• Die zweite Verstärkerstufe wird durch T6 in Emitterschaltung und A-Betrieb mit Stromquellen-Last (T4)
gebildet. Frequenzkompensation durch Millerkondensator C3 .
• Der Eingangsdifferenzverstärker besteht aus T1 und T2 sowie der Emitterstromquelle aus T3.
• Der Gleichstrom-A.P. der Schaltung wird durch die Gegenkopplung über R 9 auf den invertierenden Eingang
stabilisiert.
• Mit dem Widerstandsverhältnis R9/R8 stellt man die Wechselspannungsverstärkung der Gesamtschaltung
ein.
• Das sog. "Boucherot-Glied" R20, C6 pll. zum Ausgang stabilisiert den Emitterfolger der Endstufe gegen
Schwingungen im HF-Bereich. Ebenso wirkt C3 zwischen Kollektor und Basis des T6 kompensierend auf
den Frequenzgang.
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L 12
L.5.3 Beispiel eines monolithisch integrierten Leistungsverstärkers
( LM380 , max. 4W an 4 Ohm )
Die Endstufe des LM380 enthält auf der PNPSeite eine Komplementär-Darlingtonschaltung. Die A.P.-Einstellung der Endtransistoren erfolgt über zwei in Serie liegende
Dioden D1, D2. Die Frequenzkompensation
wird durch den Millerkondensator C in der
2.Verstärkerstufe realisiert.
Die Eingangsstufe wird durch einen Differenzverstärker Q3, Q4 gebildet. Zur Erhöhung des Eingangswiderstandes sind jeweils
Emitterfolger vorgeschaltet. (Q1, Q2)
Q5 und Q 6 wirken als Stromspiegel und erhöhen die Verstärkung der 1. Stufe.
Abb. L19: Integrierter Endverstärker LM380 (vereinfacht)
Abb. L20: Arbeitspunkteinstellung
(vereinfacht)
Die A.P.-Einstellung des Gesamtverstärkers ist im vereinfachten
Gleichstromersatzbild Abb. L20 zu erkennen: Q12 und die
Endstufe bilden einen invertierenden Verstärker (-A). Wegen
des Stromspiegels Q5 - Q6 fließt der Strom durch (R+ R) über
Q6 aus dem Summenpunkt des invert. Verstärkers (-A) heraus.
Die Widerstände (R+ R) und der GK-Widerstand R bilden zusammen mit (-A) und dem Stromspiegel einen Nichtinvertierer
1
mit Verstärkung .
2
V+
.
Am Ausgangs entsteht deshalb
2
Abb. L21: Zur Ermittlung der
Wechselspannungsverstärkung
In Abb. L21 wird die vereinfachte Schaltung für den Wechselstrompfad gezeigt:
Annahme: Der + Eingang wird nicht angesteuert. Der Emitterfolger des invertierenden Eingangs bringt die Eingangsspannung Ue an den Knoten 1. Die Spannung an Knoten 1 wird
invertierend ungefähr im Verhältnis R2/R3 verstärkt.
Wegen des Stromspiegels Q5, Q6 fließt vom Summenpunkt S
der Strom gm Ue nach Masse weg. Die Analyse ergibt eine
Ua
R2
Wechselspannungsverstärkung von
= −  1+  .
Ue
R3
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