Estudo e Implementação de um Inversor Polo Ressonante

Estudo e Implementação de um Inversor
Polo Ressonante Auxiliar
Wilian Soares Lacerda1
Porfírio Cabaleiro Cortizo2
Neste trabalho é realizado um estudo do funcionamento de um
inversor polo ressonante auxiliar. As etapas de funcionamento do
conversor
alimentando
detalhadamente.
a carga são descritas e analisadas
Os resultados experimentais são mostrados
evidenciando a eficácia do inversor para o acionamento de
máquinas elétricas de modo geral.
PALAVRAS-CHAVE: Conversor de energia elétrica
Inversor polo ressonante
Acionamento elétrico
1 INTRODUÇÃO
O conversor estático comumente usado no acionamento de alta
performance de motores CA é o inversor. A eficiência destes conversores estáticos
de energia está relacionada com as perdas durante a condução e comutação dos
interruptores, sendo esta última responsável pela limitação da frequência de
chaveamento. As perdas por condução são inerentes ao dispositivo utilizado como
chave, não podendo ser eliminadas. As perdas na comutação, por outro lado, podem
ser minimizadas através de técnicas que impõem tensão ou corrente nula na chave
no momento da comutação, sendo denominados conversores com comutação não
dissipativa.
Dentre as topologias de inversores com comutação não dissipativa
estão: Link DC ressonante [1], Série ressonante [6], Polo ressonante [2,3,10], etc.
Eles apresentam as seguintes vantagens em relação aos inversores estáticos
convencionais:
1 - Ms. Eng. Elétrica da UFMG, Professor de Engenharia Elétrica do CEFET-MG
2 - Dr. Ing. INPT/França, Professor de Engenharia Eletrônica da UFMG
1
• Menor dissipação de potência durante a comutação e, consequentemente,
diminuição das dimensões dos dissipadores de calor.
• Maior eficiência do conversor.
• Frequências mais altas de comutação, acima de 20kHz, portanto, fora da faixa
audível.
• Elementos de ajuda a comutação (snubbers) e filtragem menores.
Entretanto, estes inversores apresentam as seguintes desvantagens:
•
Necessidade de dispositivos semicondutores auxiliares responsáveis pela
introdução do processo da ressonância.
• Maior complexibilidade no sistema de comando e sincronismo das chaves.
• Esforços mais elevados de tensão ou corrente nos semicondutores.
O conversor CC/CA objeto deste trabalho é o Inversor Polo
Ressonante Auxiliar [3,4]. Esta topologia possui as seguintes características:
• Permite a comutação suave sem sobretensão nos interruptores principais.
• Permite o seu controle pelo método de modulação de largura de pulso (MLP).
O dispositivo semicondutor de potência utilizado é o IGBT (Insulated
Gate Bipolar Transistor). Este dispositivo possui a característica de entrada
semelhante ao MOSFET e característica de saída semelhante ao transistor bipolar.
Portanto, possue a vantagem de ser controlado pela tensão de gate e ter uma baixa
queda de tensão coletor-emissor em condução.
2 PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO
Na Fig. 1 é mostrado um braço do inversor polo ressonante auxiliar.
C3
Entrada
CC
C4 T3
D3
D4
D1
T1
C1 vC1
T2
C2 Saída
CA
L1
T4
D2
iL1
Figura 1: Diagrama de um braço do Conversor Polo Ressonante Auxiliar
O circuito de potência principal, formado pelos interruptores T1, T2, D1
e D2, é associado a um circuito auxiliar (T3, T4, D3, D4) responsável pela introdução
da ressonância entre o indutor (L1) e os capacitores (C1, C2) durante as comutações.
2
O sentido da corrente no indutor (iL1) e tensão no capacitor (vC1) considerados como
positivos, também são mostrados na figura. Cada chave principal possue um
capacitor em paralelo ("snubber") para garantir que a abertura da chave também seja
feita com tensão nula (ZVS). As chaves auxiliares (T3 e T4) estão em série com o
indutor de ressonância e irão sempre comutar com corrente nula (ZCS). Os
capacitores C3 e C4 formam um divisor de tensão criando, assim, uma derivação na
fonte CC de alimentação. Um conversor trifásico completo é obtido através da
associação de três braços do conversor polo ressonante auxiliar.
Para
analisarmos
as
etapas
de
funcionamento
do
inversor,
consideraremos o estudo de um inversor em meia ponte, levando-se em conta as
seguintes simplificações:
• Os componentes são considerados ideais.
• A carga pode ser considerada uma fonte de corrente ideal.
• Uma fonte de tensão ideal conectada na entrada do inversor, representa a tensão
de saída de um retificador com filtro a capacitor.
• Os capacitores C3 e C4 são de valores elevados, de modo que a tensão em cada
capacitor é sempre igual a metade da tensão de alimentação.
Durante a operação do inversor com modulação por largura de pulso
[8], haverá a comutação do diodo para o IGBT complementar, e deste IGBT de volta
para o diodo. Estas comutações são descritas a seguir.
2.1 Comutação Diodo-IGBT
Consideramos a situação inicial em que a corrente de carga IL
apresenta o sentido indicado na Fig. 2. Deseja-se efetuar a comutação da corrente
de carga de D2 para T1. Há comando de gate em T2, entretanto, é D2 que conduz a
corrente de carga.
C3
D3
D4
D1
2E
C4 T3
T1
L1
T4
D2
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 2: Diodo D2 conduzindo corrente da carga
3
Para realizar esta comutação, é necessário que T2 entre em
condução, para posteriormente D1, e finalmente T1 assumir a corrente de carga. Esta
sequência de comutações é necessária porque a chave possue característica de
tiristor dual [9] (só começa a conduzir quando a tensão nos seus terminais se anular).
Etapa 1:
Inicialmente, T3 é comandado, fazendo circular uma componente da
corrente IL através do indutor L1 conforme mostra a Fig. 3.
C3
D3
D1
D4
T1
C1 IL
E
2E
C4 T3
L1
T4
D2
T2
C2
E
Figura 3: Etapa 1
Esta corrente cresce linearmente a uma taxa de:
diL1
E
=
dt
L1
(1)
A corrente que passa pelo indutor, soma-se a corrente por D2 para resultar na
corrente de carga.
iL1 + iD2 = IL
(2)
Esta etapa termina quando a corrente no indutor iguala-se a corrente de carga (IL), e
consequentemente D2 corta.
Etapa 2:
A chave T2 entra em condução (comando de gate presente e tensão
nos seus terminais nula). A diferença entre a corrente no indutor e a corrente de
carga passa por T2 (Fig. 4).
iT2 + IL = iL1
(3)
4
C3
D3
D4
2E
C4 T3
D1
T1
L1
D2
T4
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 4: Etapa 2
A partir deste instante, a corrente circulando em T2 provoca o
armazenamento de energia suplementar no indutor que irá compensar as perdas que
ocorrem durante a ressonância no processo de comutação. A corrente que circula em
T2 damos o nome de Iboost.
Quando a corrente em T2 atinge um valor pré-definido, T2 é desligado.
Etapa 3:
Inicia-se o processo de ressonância entre o indutor e os capacitores C1
e C2 (Fig. 5). A corrente no indutor (iL1) evolui senoidalmente.
C3
D3
D4
2E
C4 T3
T4
D1
T1
L1
D2
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 5: Etapa 3
Esta etapa termina quando a tensão no capacitor C2 atinge o valor 2E,
e a tensão em C1 se anula.
Etapa 4:
No final da ressonância, a corrente no indutor (iL1) é maior que a
corrente de carga (IL), devido a energia armazenada no indutor pela corrente Iboost.
Assim, D1 entra em condução (Fig. 6).
iL1 - iD1 = IL
(4)
5
C3
D3
D4
2E
C4 T3
D1
T1
L1
D2
T4
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 6: Etapa 4
A tensão agora aplicada nos terminais do indutor é -E. Assim a
corrente no indutor decresce linearmente a uma taxa de:
diL1
E
=−
dt
L1
(5)
Quando a corrente no indutor (iL1) se iguala a corrente de carga (IL),
D1 corta.
Etapa 5:
Após o corte de D1, iL1 continua diminuindo. A corrente de carga é
complementada pela corrente em T1, que conduz por ter comando de gate e tensão
zero em seus terminais (Fig. 7).
iL1 + iT1 = IL
C3
D3
D4
2E
C4 T3
T4
(6)
D1 T1
C1 IL
L1
D2
T2
C2
E
E
Figura 7: Etapa 5
Quando a corrente no indutor chega a zero, T3 corta (ZCS), finalizando a etapa 5.
Etapa 6:
A chave T1 fornece a corrente de carga (Fig. 8).
6
C3
D3
D1 T1
D4
2E
C4 T3
C1 IL
L1
T4
D2
T2
C2
E
E
Figura 8: Etapa 6
As formas de onda desta sequência de funcionamento são
apresentadas a seguir. As curvas foram obtidas através de simulação feita no
programa SACSO [7].
Tensão em T1 [V]
Corrente em L1 [A]
Corrente em T1 [A] (X10)
Tempo [seg]
Tensão em T2 [V]
Tempo [seg]
Corrente em D2 [A]
Corrente em T2 [A] (X10)
Tempo [seg]
Tempo [seg]
7
Corrente em D1 [A]
Tempo [seg]
Figura 9: Formas de onda na comutação diodo-IGBT
2.2 Comutação IGBT-Diodo
A sequência de etapas a seguir descreve o processo de comutação da
corrente de carga da chave T1 para o diodo D2.
Etapa 7:
Com T1 inicialmente conduzindo a corrente de carga (Fig. 8), T4 é
comandado para conduzir (Fig. 10). A tensão nos terminais do indutor L1 é então
igual a -E, iniciando o crescimento de uma corrente no indutor L1 com o sentido
indicado. T1 fornece a corrente de carga (IL) e a corrente no indutor (iL1).
iT1 = IL + iL1
C3 D3
D1 T1
D4
C1 IL
L1
2E
C4 T3
(7)
T4
D2
T2
C2
E
E
Figura 10: Etapa 7
Após o tempo necessário para armazenar energia no indutor suficiente
para compensar as perdas que ocorrerão durante a ressonância, o IGBT T1 é
bloqueado.
8
Etapa 8:
Inicia-se o processo de ressonância. A corrente no indutor evolui
senoidalmente, a tensão no capacitor C1 aumenta até 2E, e a tensão em C2 diminui
até zero (Fig. 11).
C3 D3
D4
D1
L1
2E
C4 T3
T1
D2
T4
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 11: Etapa 8
Etapa 9:
Quando a tensão em C2 é nula, o diodo D2 entra em condução (Fig.
12), fornecendo corrente para a carga e para o indutor.
iD2 = IL + iL1
C3 D3
D4
D1
T1
L1
2E
C4 T3
(8)
T4
D2
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 12: Etapa 9
Neste instante, a tensão no indutor é E. Assim a corrente no indutor
diminui linearmente até zero, instante no qual T4 corta.
Etapa 10:
Quando a corrente no indutor se anula, a corrente de carga passa por
D2 (Fig. 13).
9
C3
D3
D4
D1
2E
C4 T3
T1
L1
T4
D2
T2
C1 IL
C2
E
E
Figura 13: Etapa 10
As formas de onda desta sequência de funcionamento são
apresentadas a seguir (Fig. 14). As curvas foram obtidas através de simulação feita
no programa SACSO [7].
Corrente em T1 [A] (X10)
Corrente em D2 [A]
Tensão em T1 [V]
Tempo [seg]
Tempo [seg]
Corrente em L1 [A]
Tempo [seg]
Figura 14: Formas de onda na comutação IGBT-diodo
10
2.3 Comutação IGBT-Diodo (sem etapa de ressonância)
Se a corrente da carga for suficiente para carregar e descarregar os
capacitores C1 e C2 durante a comutação IGBT-diodo, o processo de ressonância
pode ser inibido. O valor da corrente da carga no instante de comutação determinará
o intervalo de tempo necessário para realizá-la. Portanto, esta corrente deve ter um
valor tal que realize a comutação num intervalo de tempo desprezível quando
comparado com o período de chaveamento.
Considera-se inicialmente a chave T1 conduzindo a corrente de carga
(Fig. 8). Quando esta é bloqueada, o capacitor C1 (inicialmente descarregado)
carrega-se linearmente através da carga. O capacitor C2 (inicialmente com tensão 2E) se descarrega pela carga até zero (Fig. 15).
iC1 + iC2 = IL
D3
C3
(9)
D1 T1
D4
C1 IL
L1
2E
C4 T3
T4
D2
T2
E
E
C2
Figura 15: Corrente da carga realizando a comutação
Quando a tensão no capacitor C2 for igual a zero, o diodo D2 entra em
condução, assumindo a corrente de carga (Fig. 13).
As formas de onda desta sequência de funcionamento são
apresentadas a seguir (Fig. 16).
Corrente em T1 [A] (X10)
Corrente em D2 [A]
Tensão em T1 [V]
Tempo [seg]
Tempo [seg]
11
Figura 16: Formas de onda na comutação IGBT-diodo sem a etapa de
ressonância
3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A figura a seguir foi adquirida na medição da tensão coletor-emissor de
um IGBT principal e, simultaneamente, a corrente no indutor de ressonância durante
o acionamento de um motor CA. O osciloscópio utilizado foi um Tektronix TDS460.
Os parâmetros de funcionamento foram:
• Frequência de chaveamento do inversor:
16kHz
• Tensão barramento CC:
170V
• Corrente no motor:
10A de pico
Figura 17:
Canal 1 - tensão coletor-emissor IGBT principal = vC
Canal 2 - corrente no indutor de ressonância (1V = 10A)
A figura a seguir foi adquirida acoplando à entrada de varredura
horizontal do osciloscópio a tensão emissor-coletor de um IGBT principal (vC).
Simultaneamente, foi acoplada à entrada de varredura vertical a corrente no indutor
de ressonância durante o acionamento do motor CA. Obteve-se, então, o diagrama
de fase do inversor.
12
Figura 18:
Diagrama de fase
Canal 1, eixo x - tensão no capacitor
Canal 2, eixo y - corrente no indutor (1V=10A)
4 CONCLUSÃO
Neste trabalho foi descrito o funcionamento do inversor polo
ressonante auxiliar. Foi realizado um estudo e análise do inversor. O inversor trifásico
foi implementado e resultados experimentais foram colhidos. O inversor apresentouse satisfatório para a aplicação em acionamento de máquinas, devido às suas
características de comutação suave, frequência de comutação acima da frequência
audível, controle por MLP, proteções do circuito de comando e capacidade de
reversibilidade.
5 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Overvoltage, Study of a Buck Converter. In: European Power Electronics
Conference, 4, 1991, Firenze. Anais. Firenze: [s. n.], 1991. v. 4, p. 212-215.
2 CHERITI, A., AL-HADDAD, K. e outros. A Rugged Soft Commutated PWM Inverter
for AC Drives. IEEE-PESC 90 Conference Records, [s. l.], p. 656-662, 1990.
13
3 DONCKER, R. W., LYONS, J. P. The auxiliary resonant commutated pole converter.
IEEE - Industry Applicatons Society Conference Records, [s. l.], p. 12281235, out. 1990.
4 DONCKER, R. W., LYONS, J. P. An auxiliary quasi-resonant DC link inverter for
switched reluctance machines. In: European Power Electronics Conference,
4, 1991, Firenze. Anais. Firenze: [s. n.], 1991. v. 4, p. 18-23.
5 LACERDA, Wilian Soares. Sistema de desenvolvimento para acionamentos
elétricos, aplicação ao controle de posição de uma máquina síncrona a
ímas permanentes. Belo Horizonte: UFMG, 1994. 210 p. (Tese, Mestrado em
Engenharia Elétrica).
6 MOREIRA, Alessandro F. Controle por Estrutura Variável de Um Conversor
Série Ressonante. Belo Horizonte: UFMG, 1993. (Tese, Mestrado em
Engenharia Elétrica).
7 SACSO - Notice du Programe. França: Laboratoire D'Electrotechique et
D'Electronique Industrielle, Unité de Recherche Associée, Toulose, 1985.
8 SEIXAS, Paulo F. Commande numérique d'une machine synchrone autopilotée.
Toulose: Institut National Polytechnique de Toulose, 1988. 237 p. (Tese,
Doutorado em Engenharia Elétrica).
9 VILHENA, Lauro B. M. N. Conversor Forward Multiressonante com Interruptor
de Tensão Nula. Belo Horizonte: UFMG, 1989. (Tese, Mestrado em Engenharia
Elétrica).
10 YONEMORI, H. e outros. New Soft-switching Phase-Shifted PWM High-frequency
Inverter-linked Cycloconverter Incorporating Voltage-clamped Quasi-resonant
Technique. IEEE - Industry Applicatons Society Conference Records, [s. l.],
p. 283-290, 1991.
14