Introdução: Dimensionamento eléctrico:

Introdução:
O presente relatório destina-se ao projecto e dimensionamento dos componentes
eléctricos e térmicos de um controlador de motor CC. A topologia utilizada visa
controlar a velocidade e o sentido de rotação do mesmo. Devido às especificações, foi
escolhido a ponte de quatro quadrantes, controlada por um PWM bipolar que possibilita
uma variação na saída de praticamente -100% a + 100% da tensão de entrada.
Para o projecto, foram utilizados as notas bibliográficas e material da Internet.
Para a validação, foi utilizado o Simulador PSIM da Powersim Softwares acrescido de
modelos SPICE dos componentes utilizados.
As chaves electrónicas utilizadas são
naturalmente CMOS, que possuem baixa
resistência em condução e frequência de
trabalho muito elevadas.
Dimensionamento eléctrico:
As chaves estarão submetidas a uma tensão de 24V quando abertas. Cor um
factor de segurança igual a 2 as chaves devem suportar acima de 48V. A corrente
nominal que a chave irá comutar é a corrente nominal do motor, ou seja, 5,77A. Com
um factor de segurança de 5, a corrente limite da chave pretendida passa a ser 28,85A.
A escolha das chaves recaiu sobre chaves MOSFET, pois são indicadas para
aplicações de comutação rápida, onde a condução linear do componente é indesejável.
Procurando num catálogo de um grande fabricante, encontramos a melhor opção custo/
benefício, no caso o IRFZ44N. Este possui encapsulamento padrão (TO220), atende
todos os requisitos e ainda possui uma baixa resistência dreno-fonte, em comparação
com componentes sobredimensionados. De todos os que atendiam os parâmetros, este
foi o mais barato também. (Não foram consultados outros fabricantes.)
VDSS = 55V
RDS(on) = 17.5mΩ
ID = 49A
A frequência de operação dos MOSFETs é função da carga a ser alimentada. Como a
mesma possui um carácter indutivo, vamos operar a abertura e fecho dos MOSFET em
períodos menores que a constante de tempo da carga, conseguindo com isso uma
corrente com baixo ripple . Note que o circuito não possui condensadores e o ripple em
tensão será de -100% a 100% da tensa da entrada.
Dados da carga:
Resistencia: 0,317
Indutancia: 0,0823mH
Constante de tempo:
tau = L / R = 0,0823mH / 0,317 = 259,6 us
O que corresponde a aproximadamente 4kHz
Operando uma década acima podemos ajustar o oscilador
nos 40kHz ou 50kHz.
Ver no anexo1 os cálculos de algumas características do motor.
O driver escolhido foi IR2010 e o PWM foi o TL594.
Dimensionamento térmico:
Os componentes críticos do conversor são claramente os MOSFET, por onde
circula o fluxo de potência que vai ser entregue à carga. Estes MOSFETs têm uma
temperatura de junção limitada e sua eficiência também é função desta. Logo vê-se a
necessidade de um dimensionamento da dissipação de potência de perdas das mesmas.
Esta potência por sua vez vai depender de duas parcelas, uma referente à potência
perdida por condução e outra relativa às perdas por comutação.
Sendo if a corrente nominal da fonte:
Pcondução = R × if 2 = 0,0175 × 5,77 2 = 582,62mW
Sendo tr, tf, ton, toff as temporizações relativas
ao CMOS e representadas ao lado, então as perdas por
comutação podem ser calculadas da seguinte maneira:
(
)
Pcomutação = tr +ton+tf +toff × if × Vcc × f
2
Usando uma frequência de trabalho de 50kHz de comutação e com os tempos
fornecidos no manual do componente, então:
Pcomutação=
(
12×10−9 +60×10−9 +44×10−9 +45×10−9
2
)× 5,77× 24× 50×10 = 557,4mW
3
Sendo assim potencia entregue ao dissipador será:
P dissipador = P condução + P comutação
Mas lembrando que somente dois MOSFET conduzem ao mesmo
tempo, a perda de condução deve ser multiplicada por dois e não por
quatro. Já as perdas de comutação,devem ser quadruplicadas já que
todos os MOSFET comutam ao mesmo tempo.
Perdas totais = 2 * Pconducão + 4* Pcomutacão = 3,39W (para todos os MOSFETs)
A transferência de energia da junção ao meio ambiente é restringida pelas resistências
térmicas da junção, da cápsula e do dissipador, e, pode ser representado como o
seguinte equivalente eléctrico.
Onde vale a seguinte relação:
Tj-Ta=Rja*P
Definindo agora uma temperatura ambiente de 40º C e uma temperatura de trabalho da
junção de 100ºC, o que possibilita um funcionamento seguro, temos:
Rja_max = (Tj-Ta)/P = (100 – 40)/3,39 = 17,67 ºC / W
Observando o catalogo do MOSFET podemos retirar as seguintes resistências térmicas:
Rth_jc (juncao - capsula) = 1,5 ºC / W
Para o encapsulamento TO220 com isolamento de mica e pasta térmica, a resistência
térmica é aproximadamente:
Rth_cs (cápsula - dissipador) = 2,5 ºC / W
Sendo assim, a resistência térmica da junção para o ar é:
Rth_eq = (Rth_jc + Rth_cs + Rth_sa) // Rth_ja = 17,62
Logo:
Rth_sa = 20,61 º C/W
Ou seja, temos uma boa folga.
Escolhendo o seguinte dissipador em um manual.
Como podemos ver, temos folga e podemos colocar os quatro MOSFETs no mesmo
dissipador, já que a resistência térmica de contacto já foi calculada para isoladores de
mica(isolamento).
Resultados obtidos:
Sem “soft start” e motor sem carga.
Sem “soft start” e motor com carga.
Com “soft start” e sem carga.
Com “soft start” e com carga.
CONCLUSAO:
No fim deste trabalho experimental, podemos afirmar que os nossos objectivos
foram alcançados, uma vez que compreendemos o princípio de funcionamento de um
conversor CC/CC de quatro quadrantes, neste caso utilizado para controlar um motor de
corrente contínua. Este tipo de conversor, quando comparado com o do trabalho nº1,
permite uma dinâmica muito superior. Um dos problemas encontrados, foi uma grande
corrente de arranque do motor. No caso de este modelo ter sido realmente montado, era
necessário usar algumas técnicas de redução de corrente de arranque.