Die Digitaluhr ONCILLA
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Die Digitaluhr ONCILLA
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Digitaluhr ONCILLA Von Fabian Bess, Jakob Lexow, Daniel Volquardt und Henry Westphal Foto: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie Seite 2- 1 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Blick auf die Teilerstufen der Zeitbasis Foto: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie Seite 2- 2 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Idee Wie schon in dem einführenden Abschnitt dieses Abschlußberichts erwähnt, bedeutet „Digital“ im Wortsinne „ mit den Fingern abzählbar“. Das Zählen ist somit die elementarste digitale Grundfunktion. Die Funktion „Zählen“ kann sehr gut mit einer Digitaluhr demonstriert werden, denn eine Uhr zählt Sekunden. Eine weitere Motivation zum Aufbau dieser Uhr war der Wunsch, Erfahrungen mit der Technologie der ersten auf dem Markt befindlichen Großrechner der 1950-er Jahre zu sammeln, die mit Elektronenröhren und Halbleiterdioden aufgebaut waren. Der Bau eines praktisch einsetzbarer Computer hätte jedoch bis zu 100 qm Fläche und über 1000 Röhren benötigt, dies hätte den Rahmen der zur Verfügung stehenden zeitlichen und finanziellen Ressourcen bei Weitem gesprengt. Der Aufbau einer Digitaluhr ermöglicht dagegen die Demonstration dieser Technik mit realisierbarem Platz- und Strombedarf. Die Digitaluhr ONCILLA arbeitet mit 79 Röhren und nimmt 400W auf. Nicht zuletzt spielte auch die Möglichkeit eine entscheidende Rolle, die Digitaluhr ONCILLA außerhalb der Lehrveranstaltung kommerziell als Werbeträger einzusetzen. Sie wurde auf dem TIGRIS-Messestand auf der Embedded World 2008 in Nürnberg als Eyecatcher eingesetzt. Die Uhr fand erhebliches Interesse, sie war nahezu ständig von neugierigen und spontan begeisterten Messebesuchern umlagert. Es gibt bisher, nach dem Wissensstand der Verfasser, nur zwei publizierte Vollröhren- Digitaluhren auf der Welt. In den 1950-er Jahren wurden Digitaluhren mit mechanischen Schaltwerken realisiert, da dies erheblich kostengünstiger war. Auch nach intensiven Recherchen haben die Verfasser nicht eine einzige Quelle für eine „historische“ Digitaluhr in Röhrentechnik finden können. Seite 2- 3 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Recht bekannt ist die Digitaluhr von Friedhelm Bruegmann, die mit ihrem vollständigen Schaltplan auf www.jogis-roehrenbude.de veröffentlicht ist. Diese anregende Veröffentlichung hat sogar den Anstoß für das Projekt „Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS“ gegeben. Die Digitaluhr von Friedhelm Bruegmann. Quelle: www.jogis-roehrenbude.de Die Schaltpläne von Bruegmann haben viele interessante Anregungen gegeben, für die Realisierung der ONCILLA-Uhr wurden jedoch an vielen Stellen andere Lösungsansätze gewählt. Eine weitere Vollröhren-Digitaluhr fand sich unter www.eldocountry.com/projects/tubeclock.html. Diese arbeitet mit Zähldekaden von Beckman Instruments, deren Schaltung auch die Grundlage der Zählstufen der ONCILLA-Uhr ist. Leider ist diese Webadresse inzwischen nicht mehr auffindbar. Die Digitaluhr von www.eldocountry.com Seite 2- 4 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das Prinzip Eine Uhr zählt Sekunden. Sie besteht aus einer Impulsquelle, die einen Impuls pro Sekunde abgibt und einem nachgeschalteten Impulszähler, dessen Zählerstand mit einer Ziffernanzeige dargestellt wird. Anzeige 2 3 Impulsquelle 1 Impuls/Sekunde 5 9 Impulszähler Das Prinzip einer Digitaluhr Bei der ONCILLA-Uhr werden Flipflops als Impulszähler verwendet. Eine Besonderheit der für Digitaluhren verwendeten Zählschaltungen ist der auf die „59“ folgende Übertrag bei für Minuten und Sekunden sowie auf die „23“ folgend für die Stunden. Dies weicht von den Verhältnissen der normalerweise verwendeten Dezimalzähler ab, bei denen der Übertrag stets auf die „9“ folgt. Als Zeitbasis dient die Netzfrequenz, die in Europa 50 Hz beträgt. Die Netzfrequenz schwankt zwar kurzzeitig, ist aber über lange Zeit gesehen sehr stabil. Sie wird durch die zentrale Netzsteuerung des europäischen Verbundnetzes laufend nachgeregelt. Der exakte Wert der Netzfrequenz sowie die kumulierte Abweichung kann unter http://www.etrans.ch/services/online/frequency/ „live“ beobachtet werden: Anzeige der aktuellen Netzfrequenz unter http://www.etrans.ch/services/online/frequency/ Seite 2- 5 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Netzfrequenz wird jedoch nicht direkt verwendet, sondern zunächst mit einer Diodenbrücke auf 100 Hz verdoppelt. Mit dem Ausgangssignal der Diodenbrücke wird ein Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz von 100 Hz gespeist. Das Ausgangssignal des Schwingkreises wird mit zwei hintereinandergeschalteten dekadischen Teilern auf 1 Hz heruntergeteilt. Die Zwischenschaltung des Schwingkreises vermeidet einen nachteiligen Einfluß von kurzen Störimpulsen, wie sie häufig auf dem Stromnetz vorhanden sind, auf die Ganggenauigkeit der Uhr. Diese Impulse entstehen stets bei Schaltvorgängen am Netz, wenn leistungsstarke Verbraucher zuoder abgeschaltet werden. Der Energieinhalt dieser Pulse ist jedoch, aufgrund ihrer kurzen Dauer, gegenüber der im Schwingkreis gespeicherten Energie klein, so daß sie die Verhältnisse am Schwingkreis nicht mehr wesentlich beeinflussen können. Die Frequenzverdopplung auf 100 Hz erlaubt es, den Schwingkreis mit wesentlich kleineren Induktivitäten und Kapazitäten zu realisieren, als dies bei 50 Hz möglich wäre. Weiterhin erlaubt sie es, für die Frequenzteilung dekadische Zählröhren einzusetzen, womit sich der Bauteilaufwand für den Frequenzteiler gegenüber einer Lösung mit Flipflops erheblich reduziert. Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild der Uhr: 50 Hz Netzfrequenz Gleichrichter/ Schwingkreis Teiler 1/100 100 Hz 1Hz Binärzähler 4 Bit Binärzähler 4 Bit Binärzähler 4 Bit Binärzähler 4 Bit Binärzähler 4 Bit Binärzähler 4 Bit R R R R R R Decoder binär => Dezimal Decoder binär => Dezimal Nixie Nixie Stunden Decoder binär => Dezimal Decoder binär => Dezimal Nixie Nixie Minuten Decoder binär => Dezimal Decoder binär => Dezimal Nixie Nixie Sekunden Blockschaltbild der ONCILLA-Uhr In diesem Blockschaltbild ist das Netzteil noch nicht dargestellt. Seite 2- 6 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Zählstufen Die grundsätzlichen Überlegungen Die Zählstufen sind das zentrale Element einer jeden Digitaluhr, daher steht ihr Entwurf am Anfang. Es wurde bereits im Vorfeld entschieden, die Zählstufen mit binär arbeitenden Flipflops aufzubauen. An erster Stelle steht die Auswahl des zu verwendeten Röhrentyps. In Übereinstimmung mit Bruegmann ist hierfür die Doppeltriode E92CC prädestiniert. Diese Röhre ist speziell für die Anwendung in Flipflop- und Computerschaltungen entwickelt worden. Sie hat eine besondere Beschichtung der Kathode, die dem normalerweise sich bei stromloser, aber geheizter Kathode einstellenden Verlust der Emissionsfähigkeit der Kathode entgegenwirkt. Bei einer Flipflopschaltung ist jedes Triodensystem im statistischen Mittel 50% der Zeit stromlos. Ein weiterer Vorteil der E92CC ist die kleine, platzsparende Bauform mit nur 7 Anschlußstiften. Doppeltrioden des Typs E92CC in Steckmodulen aus einem IBM-Computer Seite 2- 7 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Da diese Röhren, laut expliziter Angabe im Datenblatt des Herstellers Philips, für analoge Anwendungen aufgrund hoher Brumm- und Rauschpegel ungeeignet sind, brach die Nachfrage bereits zu Beginn der 1960-er Jahre, mit dem Vordringen des Transistors in die Computertechnik, stark ein, so daß sie schon seit vielen Jahrzehnten nicht mehr hergestellt werden. Ein glücklicher Zufall führte, kurz vor Semesterbeginn, zum Fund einer Kiste mit 267 Röhren des Typs E92CC im Keller des Schrotthändlers Manteuffel in Berlin-Neukölln, die dort günstig erstanden wurden. Die Kiste mit 267 Doppeltrioden E92CC, die sich im Keller des Schrotthändlers Manteuffel in BerlinNeukölln fand. Damit stand die Entscheidung für die Verwendung der E92CC fest. Seite 2- 8 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Auswahl und die Analyse der Zählschaltung Allgemeines Über digitale Zählschaltungen in Röhrentechnik sind nur sehr wenige Quellen verfügbar, da diese Technik zu ihrer Zeit sehr teuer war und daher nicht großflächig angewendet wurde. Als einzige Quellen standen der Schaltplan der Digitaluhr von Bruegmann und der Schaltplan der Zählstufe „775“ von Beckman Instruments zur Verfügung Die Analyse der Zählschaltung von Bruegmann Zunächst war geplant, die Zählschaltung von Bruegmann zu verwenden, da diese, im Gegensatz zur Schaltung von Beckman, mit Röhren des Typs E90CC arbeitet, die der vorgesehenen E92CC weitgehend entsprechen. Hierzu wurde zunächst das statische Verhalten der Schaltung analysiert. Das folgende Bild zeigt einen Auszug aus der Originalschaltung von Bruegmann, es ist das erste Flipflop zum Zählen der Sekunden: Auszug aus der Originalschaltung von Bruegmann Quelle: www.jogis-roehrenbude.de Seite 2- 9 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im ersten Schritt wurde die Schaltung vereinfacht dargestellt, für den wirksamen Kathodenwiderstand wurde, in Übereinstimmung mit der Beckman-Schaltung, ein plausibel erscheinender Wert von 12kOhm angenommen. Schritt 1: vereinfachte Darstellung der Schaltung Bedingt durch die Verkopplung der beiden Triodensysteme ist eine rein analytische Bestimmung der Verhältnisse innerhalb der Schaltung nicht oder nur mit sehr großem Aufwand möglich. Daher wurde der Weg des „intelligenten Ratens“ gewählt. Es wurden willkürlich verschiedenen Ströme durch den Kathodenwiderstand angenommen und die Verhältnisse hierbei für die gesamte Schaltung durchgerechnet. Hierbei gibt es nur einen einzigen Stromwert, bei dem sich im Verlauf des Rechengangs keine Widersprüche zur ursprünglichen Annahme zeigen, dies ist der tatsächlich fließende Strom. In der Praxis kann dieser mit dem beschriebenen Verfahren schon nach wenigen Schritten mit ausreichender Genauigkeit bestimmt werden. Seite 2- 10 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Weiterhin wurden, aufgrund der erwarteten Arbeitsweise der Schaltung, zwei Annahmen getroffen: - das „rechte“ Triodensystem, V2, ist vollständig gesperrt Das Gitter des „linken“ Triodensystems, V1“ liegt auf dem selben Potential wie die Kathoden von V1 und V2, die Gitterspannung von V1 wird also angesichts der vergleichsweise hohen Versorgungsspannung der Schaltung vernachlässigt. Schritt 2: Einbeziehen der Annahmen bzw. Vernachlässigungen Seite 2- 11 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der Folge wird der Rechengang für den Fall der ursprünglichen Annahme eines Stroms von 2,1mA durch den Kathodenwiderstand Rk gezeigt. Schritt 3: Willkürliche Annahme eines Kathodenstroms von 2,1mA Seite 2- 12 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit 2,1mA Stromfluss durch RK = 12kO ergibt sich die Spannung UK von 25,2V über dem gemeinsamen Kathodenwiderstand RK: UK ? 2,1mA ?12kO ? 25,2V Schritt 4: Bestimmen des Kathodenpotentials Seite 2- 13 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Entsprechend der eingangs vorgenommenen Annahme einer Gitterspannung von 0V an V1 kann nun auch das Gitterpotential von V1 angegeben werden, es entspricht dem Kathodenpotential. Schritt 5: Bestimmen des Gitterpotentials von V1 Seite 2- 14 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Weiterhin wird angenommen, daß in V1 gerade noch kein Gitterstrom fließt. Über dem Spannungsteiler aus RK1 zu RA2 + RE ergibt sich damit an Punkt 4 ein Potential UE von 147V: ? 482kO ? UE ? 25,2V ??1 ? ? ? 147V ? 100kO ? Unter Betrachtung des Spannungsteilers RA2 zu RE, kann man das Potential am Ausgang Q der Schaltung bestimmen: ? 470kO ? U ? 25,2V ??1 ? ? ? 144V ? 100kO ? Schritt 6: Bestimmen des Anodenpotentials von V2 Seite 2- 15 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus der Potentialdifferenz zwischen der Versorgungsspannung von 170V zum Potential am Takteingang kann unter Berücksichtigung des Widerstand RE = 10kO der Strom IRE berechnet werden, der aus der Versorgung in die Schaltung hineinfließt: IRE ? ?170V - 147V ? ? 2,3mA 10kO Schritt 7: Bestimmen des Stromflusses durch RE Seite 2- 16 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus der Spannung an Punkt 6 und dem Gesamtwiderstand von Punkt 6 nach Masse lässt sich der Strom IRA2 berechnen: IRA2 ? 147V ? 0,25mA 12kO ? 470kO ? 100kO Schritt 8: Bestimmen des Stromflusses durch RA2 Seite 2- 17 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus der Differenz zwischen dem gesamten einfließendem Strom IRE und dem rechten Teilstrom IRA2 lässt sich der linke Telstrom IRA1 ermitteln: IRA1 ? 2,3mA 0,25mA ? 2,05mA Schritt 9: Bestimmen des Stromflusses durch RA1 Seite 2- 18 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit dem Teilstrom IRA1 durch RA1 = 12kO lässt sich der Spannungsabfall über RA1 bestimmen: URA1 ? 2,05mA x 12kO ? 24,6V Damit ergibt sich das Potential unter RA1 am negierten Ausgang zu 147V - 24,6V ? 122,4V . Schritt 10: Bestimmen des Potentials des /Q-Ausgangs Seite 2- 19 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit dem Potential am /Q-Ausgang lässt sich über die beiden Widerstände RG2 und RK2 (470kO + 100kO) der Strom an 9 (I2) ermitteln: I2 ? 122,4V ? 0,22mA 570kO Schritt 11: Bestimmen des Stroms I2 Seite 2- 20 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Nun ergibt sich aus der Stromdifferenz von 7 (IRA1) zu 9 (I2) der Strom in die Anode von V1: IA,V1 IA, , V1 ? 2,05mA ? 0,22mA ? 1,83mA Schritt 11: Bestimmen des Anodenstroms von V1 Der Widerspruch von 1,83mA zu 2,1mA zwischen dem Anoden- und dem Kathodenstrom von V1 ist für den Zweck dieser Betrachtung hinreichend klein. Seite 2- 21 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Nun sollen diese Ergebnisse gegen die Kennlinie der E92CC auf Plausibilität geprüft werden. Kennlinie der E92CC Die Anoden – Kathoden Spannung von V1 ergibt sich zu 97V (122V – 25V). Aus der Kennlinienschar der E92CC läßt sich, bei einem Anodenstrom von 2mA und einer Anodenspannung von 100V eine Gitterspannung von -1,5V ablesen. Die Gitterspannung von V2 ist –3,2V (22V - 25,2V ). Aus der Kennlinienschar der E92CC läßt sich, bei einer Gitterspannung von –2,5V und einer Anodenspannung von 145V ein Anodenstrom von 1mA ablesen. Damit zeigt sich, daß die vorstehende Rechnung die tatsächlichen Verhältnisse nicht vollständig richtig wiedergibt. Der Grund für die Abweichung liegt aller Wahrscheinlichkeit darin, daß in V1 ein Gitterstrom fließt, womit die Bestimmung des Potentials an der Anode von V1 nicht mehr aufgrund Seite 2- 22 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA des Spannungsteilerverhältnisses von RG1 und RK1 erfolgen kann. Das tatsächliche Potential ist in diesem Fall höher. Eine identische Analyse wurde auch mit der Schaltung der Zählstufe „775“ von Beckman durchgeführt. Hierbei ergeben sich signifikante Ergebnisse aus der vergleichenden Betrachtung, die die den Aufwand der vorstehende Analyse trotz ihrer Ungenauigkeiten rechtfertigen. Nun soll das dynamische Verhalten der Schaltung qualitativ betrachtet werden. Vereinfachte Schaltung zur Betrachtung des dynamischen Verhaltens Es wird wiederum angenommen, daß zunächst V2 sperrt und V1 stromführend ist. Dann ist das Potential der Anode von V2 positiver als das der Anode von V1. Da der Potentialunterschied zwischen den Anoden von V1 und V2 größer als zwischen den Gittern von V1 und V2 ist, ist die über C1 anstehende Spannung größer als die über C2 anstehende Spannung. Nun wird am Takteingang eine negative Signalflanke wirksam. Diese gelangt über CT an die Anodenwiderstände RA1 und RA2, CT und RE wirken als Hochpass, dessen Zeitkonstante deutlichkleiner als die aus C1 und RG1 bzw. C2 und RG2 ist. Der somit entstehende negativ gerichtete Impuls erscheint auch, abgeschwächt, an den Anoden von V1 und V2. Da sich die Spannung über C1 und C2 aufgrund der in diesen Kondensatoren gespeicherten Ladung nicht augenblicklich ändern kann, wird der negative Potentialsprung an den Anoden auch an die Gitter Seite 2- 23 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA von V1 und V1 übertragen. Damit wird auch V1 zum Sperren gebracht, so daß nun beide Röhrensysteme sperren. Das Potential beider Anoden nähert sich an. Mit dem Abklingen des Impulses (Wirkung des Hochpasses aus CT und RE) werden die Anoden wieder positiver. Dieser Anstieg der Spannung in exponentieller Form ist erheblich langsamer als die nahezu senkrechte negative Flanke, die den beschriebenen Vorgang eingeleitet hat. Da die Spannung über C2, wie bereits hergeleitet, geringer als die Spannung über C1 ist, erreicht das Gitter von V2 vor dem Gitter von V1 ein gegenüber den Kathoden nur so wenig negatives Potential, daß V2 Anodenstrom zu führen beginnt. Damit ergibt sich jedoch eine erneute Abnahme des Anodenpotentials von V2, womit das Gitter von V1, durch die Wirkung von C1, erneut negativer wird. Damit ergibt sich jedoch in der Folge ein Anstieg des Anodenpotentials von V1, womit dann die Aufsteuerung von V2 unterstützt wird. Da die beschriebene Mitkopplung, über RG1 und RG2, auch für Gleichgrößen wirkt, bleibt der neu eingenommene Zustand des Flipflops. V2 leitet und V1 sperrt beliebig lange, bis zur nächsten Ansteuerung des Flipflops, erhalten. Es ist aus der Symmetrie der Flipflop-Schaltung heraus offensichtlich, daß eine erneute negative Flanke am Takteingang wiederum zu einem Zustandswechsel des Flipflops führt. Mit jeder negativen Taktflanke ändert sich somit der Zustand des Flipflops. Wenn man mehrere gleichartige Flipflops hintereinanderschaltet, also den Takteingang mit dem Q-Ausgang des vorhergehenden Flipflops verbindet, dann erhält man einen Binärzähler. Seite 2- 24 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Analyse der Zählschaltung der Beckman Zähldekade 775 Die Beckman-Zähldekade 775 wurde als Modul zum Zählen und Anzeigen einer Dezimalstelle in Frequenzzählern von Beckman Instruments eingesetzt. Zur Anzeige des Zählerstandes dienten 10 Glimmlampen, von denen immer nur eine einzige, abhängig vom Zählerstand, leuchtet. Die Glimmlampen befinden sich hinter einer geschwärzten Folie, aus der die einzelnen Ziffern transparent ausgespart sind, so daß die Ziffern, wenn auch an verschiedenen Orten, direkt ablesbar sind. Zähldekade Beckman 775AJ Seite 2- 25 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Zähldekaden 775AJ, eingebaut in einem Universalzähler Seite 2- 26 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Gesamtansicht des Universalzählers, deutlich sind die vor den Glimmlampen befindlichen Folien mit den ausgesparten Ziffern zu erkennen. Seite 2- 27 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im Internet konnte das Schaltbild der Zähldekaden 775 gefunden werden: Vollständiges Schaltbild der Zähldekaden Beckman 775 Seite 2- 28 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Zunächst wird wiederum, wie bereits bei der Schaltung von Bruegmann geschehen, das statische Verhalten der Schaltung untersucht. Es wird die identische Vorgehensweise angewendet. Es wird ein willkürlich ausgewählter Kathodenstrom angenommen. Auf dieser Basis werden die Spannungen und Ströme in der gesamten Schaltung berechnet. Wenn sich dabei kein Widerspruch ergibt, ist die Richtigkeit der ursprünglichen Annahme bewiesen. Zunächst wird eine Zählstufe vereinfacht dargestellt, die bipolare Versorgung +190V / -110V wird zu einer unipolaren Versorgung +300V zusammengefasst. Das Massepotential wird auf das Potential der ursprünglichen –110V-Versorgung gelegt. Schritt 1: Vereinfachte Darstellung der Schaltung Seite 2- 29 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wir treffen sinngemäß die gleichen Annahmen wie bei der vorangegangenen Betrachtung der Schaltung von Bruegmann: - das „linke“ Triodensystem, V1, ist vollständig gesperrt Das Gitter des „rechten“ Triodensystems, V1“ liegt auf dem selben Potential wie die Kathoden von V1 und V2, die Gitterspannung von V1 wird also angesichts der vergleichsweise hohen Versorgungsspannung der Schaltung vernachlässigt. Schritt 2: Einbeziehen der Annahmen/Vernachlässigungen Seite 2- 30 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im Folgenden wird die Rechnung, unter willkürlicher Annahme eines Kathodenstroms IK von 3,5mA in ihren einzelnen Schritten gezeigt: Schritt 3: Einbeziehen der Annahme eines Kathodenstroms von 3,5mA Seite 2- 31 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit dem angenommenen Strom von 3,5mA über RK = 12kO folgt ein Spannungsabfall über RK von UK ? 3,5mA ?12kO ? 42V Schritt 4: Bestimmung des Kathodenpotentials Seite 2- 32 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Gemäß der bereits eingeführten Vernachlässigung, daß die Gitterspannung an V2 Null sei fallen über dem parallel zu RK liegendem RK2 = 82kO ebenfalls 42V ab: Schritt 5: Bestimmung des Gitterpotentials Seite 2- 33 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Es wird weiterhin die Annahme getroffen, daß in V2 gerade noch kein Gitterstrom fließt. Somit kann das Potential an Punkt 4 bzw. am negierten Ausgang /Q über das Spannungsteilerverhältnis aus RG1 und RK1 bestimmt werden: 42V ?(1 ? 270k? ) ? 180V 82k ? Schritt 6: Bestimmung des Anodenpotentials von V1 Seite 2- 34 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit dem soeben bestimmten Anodenpotential und dem Widerstand von RG2=270kO und RK2 = 82kO nach Masse ergibt sich der Strom I2 von: I2 ? ( 180V ) ? 0,51mA 82kO ? 270kO Schritt 7: Bestimmung des Stroms I2 Seite 2- 35 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit dem Strom IRA1 = I2 (da V1 sperrt) und RA1 = 42kO lässt sich der Spannungsabfall über RA1 bestimmen. Er beträgt 21,5V: URA1 ? 0,51mA ?42kO ? 21,5V Daraus lässt sich das Potential an Punkt 6 ermitteln: 180V ? 21,5V ? 201V Schritt 7: Bestimmung des Potentials am Takteingang Seite 2- 36 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im nächsten Schritt kann der durch RE fließende Strom IRE (an Punkt 7) bestimmt werden: IRE ? 300V - 201V ? 3,7mA 27kO Schritt 8: Bestimmung des Stroms durch RE Seite 2- 37 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus der Differenz von IRE (3,7mA) und IRA1 (0,51mA) ergibt sich der rechtsseitige Teilstrom IRA2: IRA2 ? 3,7mA - 0,51mA ? 3,2mA Schritt 9: Bestimmung des Stroms durch RA2 Seite 2- 38 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit IRA2 = 3,2mA und RA2 = 42kO ergibt sich folgender Spannungsabfall über RA2: URA2 ? 42k? ?3,2mA ? 134V Somit ergibt sich für den Ausgang ein Potential von 201V – 134V = 67V. Schritt 10: Bestimmung des Potentials am Q-Ausgang Seite 2- 39 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus dem Potential des Q-Ausgangs und den Werten der nach Masse führenden Widerständen RG1 und RK1 nach Masse ergibt sich der Strom I1 von I1 ? 67V ? 0,19mA 270k? ? 82k? Mit dem Spannungsteiler aus RG1 = 270kO und RK1 = 82kO ergibt sich das Gitterpotential an V1 zu: 82kO ? ? UG1 ? 67V ?? ? ? 15,6V ? 82kO ? 270kO ? Schritt 11: Bestimmung der Verhältnisse am Gitter von V2 Seite 2- 40 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Nun soll die Übereinstimmung mit der Kennlinie der 5963 geprüft werden: Kennlinie der 5963 Quelle: Datenblatt Sylvania Die Anoden – Kathodenspannung UAK von V2 beträgt also 67V – 42V = 25V. Es fließt ein Anodenstrom von IRA2 – I1 = 3,16mA – 0,19mA = 2,97mA. Die Kennlinie gibt für eine Gitterspannung von 0V und für einen Anodenstrom von 3mA eine Anodenspannung von 30V an. Diese Übereinstimmung ist nahezu ideal. Die Gitterspannung von V1 ist -42V + 15,6V = -26,4V. Damit ist V1 in jedem Fall mit ausreichender Sicherheit vollständig gesperrt. Der Strom IRE und der Strom IK müssen gleich sein, da die Ein—und Ausgänge der Schaltung als stromlos angenommen werden. Dies ist mit den Werten Ik = 3,5mA und IRE =3,67mA, also einer Abweichung von etwas weniger als +5%, hinreichend genau der Fall. Damit kann die hinreichende Widerspruchsfreiheit der gesamten Rechnung festgestellt werden. Tatsächlich wurden die errechneten Werte zu einem späteren Zeitpunkt durch Messungen an den fertig aufgebauten Zählstufen der ONCILLA-Uhr mit geringsten Abweichungen von wenigen Volt bestätigt. Seite 2- 41 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die im Originalschaltplan eingefügten Spannungsangaben haben sich als fehlerhaft erwiesen. Derartige Abweichungen treten jedoch bei historischen Schaltplänen gemäß der Erfahrung des Verfassers öfters auf und können meist auf die nicht vernachlässigbaren Eingangswiderstände der damals verwendeten Meßgeräte zurückgeführt werden. Nun kann ein Vergleich der Schaltungen von Bruegmann und Beckman vorgenommen werden: Es fiel schon währen der Rechnungen auf, daß das „Konvergenzverhalten“ der Schaltung von Bruegmann sich von der Schaltung von Beckman unterschied. Die Schaltung von Bruegmann zeigte große Änderungen bei kleinen Abweichungen der Annahme des Kathodenstrom vom „richtigen“ Wert während die Schaltung von Beckman sich hier wesentlich unempfindlicher, stabiler verhielt. Die Differenz zwischen High- und Low-Pegel beträgt bei der Beckman-Schaltung 180V – 67V = 113V. Bei der Bruegmann-Schaltung beträgt sie dagegen nur 144V – 142V = 22V. Es fällt weiterhin auf, daß die leitende Röhre bei der Bruegmann-Schaltung nicht vollständig aufgesteuert wird, es ist noch eine signifikante Anodenspannung über ihr vorhanden. Bruegmann berichtet auch über große Schwierigkeiten mit der Arbeitsweise der Flipflops, daher ergab sich für ihn die Notwendigkeit, jeden Kathodenwiderstand einzeln abgleichbar zu machen. Es ist aber anzunehmen, daß lediglich das Spannungsteilerverhältnis zwischen den Widerständen RG1 und RK1 bzw. RK2 und RK2 zu hoch ist, so daß der Mitkopplungsgrad zu gering ist. Daher scheint die Schaltung nicht „vollständig zu kippen“, verharrt also an der Grenze zum analogen Übergangszustand. Aus diesem Grunde wurde die Entscheidung getroffen, die Zählstufen der ONCILLA-Uhr auf Basis der Beckman-Schaltung zu bauen, anstelle der Röhren 5693 jedoch die bereits vorhandenen Röhren E92CC zu verwenden. Dies schien aufgrund der hinreichenden Ähnlichkeit der Kennlinien gerechtfertigt und wurde durch die praktischen Ergebnisse bestätigt. Bei ansonsten unveränderter Dimensionierung wurden an der praktisch ausgeführten Zählstufe, wie schon erwähnt, die zuvor errechneten Potentiale mit sehr geringen Abweichungen im einstelligen Volt-Bereich gemessen. Seite 2- 42 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Kennlinie der 5963 (oben) und der E92CC (unten) Quellen: Sylvania (oben) und Philips (unten) Seite 2- 43 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das dynamische Verhalten einer einzelnen Zählstufe entspricht dem bereits anhand der BruegmannSchaltung Beschriebenen. Es soll jedoch noch auf die Zusammenschaltung der Zählstufen in der Beckman-Zähldekade 775 eingegangen werden. Um den Aufwand der Decodierung zur Ansteuerung der Anzeigelampen zu minimieren, wird hier ein vom normalen Binärcode abweichender Code verwendet. Dieser Code ist so geschickt gewählt, daß immer eine der, zwischen die Anoden der Röhren der Fllipflops geschalteten, Glimmlampen leuchtet. Hierzu sind neben der Hintereinanderschaltung der Flipflops mehrere Rückkopplungsschleifen vorgesehen. Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild der Zählstufe: 0 2 1 4 3 6 5 8 7 9 Takt Eingang TOG /Q /RES A TOG TOG Q /SET /Q /RES B Q /SET /Q /RES C Takt Ausgang TOG Q /SET /Q D /RES Q = 220KOhm zwischen sich kreuzenden Leitungen /SET Das Blockschaltbild der Zähldekade Beckman 775 Auf eine detailliertere Untersuchung der Zählweise wurde verzichtet, da zum Einen die Ansteuerung der potentialfreien Glimmlampen nicht auf die Ansteuerung einer Nixie-Röhre mit festgelegtem Anodenpotential übertragbar ist und zum Anderen aus der Schaltung der Zähldekade 775A schnell zu erkennen ist, daß die Einführung der Rückkopplungsschleifen eine erhebliche Präzision der Impulsformen voraussetzt. Man erkennt dies zum Beispiel daran, daß die Werte der Koppelkondensatoren zwischen den verschiedenen Flipflops einer Zählstufe leicht unterschiedlich sind. Die Arbeitsweise dieser Schaltung wird aller Wahrscheinlichkeit stark von den vorhandenen Streukapazitäten beeinflußt werden. Seite 2- 44 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Da heute die Preise für Halbleiterdioden so gering sind, daß sie praktisch keine Rolle mehr spielen und auch ausreichend Platz vorhanden ist, wurde die Entscheidung getroffen, einen „normalen“ Binärzähler aufzubauen und hierbei eine vergleichsweise große Diodenmatrix zur Decodierung vorzusehen. Diese Lösung ist zwar gegenüber der eleganten Beckman-Lösung „plump“, hat aber den Vorteil, daß man sich in weit geringerem Maße mit den Impulsformen und Streukapazitäten in den Zählstufen selbst auseinandersetzen muß, womit das Risiko eines Zeitverzuges gegenüber den knappen Terminplan gemindert wird. Seite 2- 45 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Zählstufen der ONCILLA-Uhr Die Baugruppenaufteilung Jeweils zwei Zähldekaden, für Sekunden, Minuten und Stunden, wurden mit den dazugehörigen Decodern und Anzeigetreibern auf einer gemeinsamen Baugruppe zusammengefasst. Diese Baugruppe ist dann dreimal in der Uhr vorhanden. Da Sekunden und Minuten bis „59“ zählen, Stunden aber nur bis „23“, wurde der Decoder so aufgebaut, daß man durch Umstecken einiger Jumper zwischen dem Zählen bis „23“ und dem Zählen bis „59“ wählen kann. Mit der Ausnahme einer einzigen R/C-Entstörkombination, die nur auf der die Sekunden zählenden Baugruppe vorhanden ist, sind alle drei Baugruppen identisch. Da sich bei der Zehnerstelle, die nur bis „5“ anzeigen muß, eine erhebliche Einsparung an Platz und Bauteilen beim Decoder ergibt, ist die Zusammenfassung der Einer- und Zehnerstufen auf einer Baugruppe gegenüber 6 identischen Baugruppen mit je einer Stelle vorteilhaft. Die Wahl der Versorgungsspannungen Wie bereits erwähnt wird die Schaltung der Beckman-Zählstufe, jedoch unter Verwendung der E92CC, eingesetzt. Die Schaltung wird bipolar versorgt, so daß sich günstige Verhältnisse für die Auslegung des nachgeschalteten Decoders ergeben: Der High-Pegel, in Bezug auf die Masse bei unipolarer Versorgung ist: 180V Der Low-Pegel, in Bezug auf die Masse bei unipolarer Versorgung ist: 67V Wenn man stattdessen eine bipolare Versorgung mit –130V und + 170V wählt, dann ergeben sich im Massebezug die folgenden Pegel: Der High-Pegel, in Bezug auf die Masse bei bipolarer Versorgung ist: 180V – 130V = +50V Der Low-Pegel, in Bezug auf die Masse bei bipolarer Versorgung ist: 67V – 130V = -63V Diese Pegel sind für eine möglichst einfache Ansteuerung des Decoders geeignet. Die Heizkreise der Röhren der Zählstufen werden über einen Schutzwiderstand mit der –130VVersorgung verbunden, für die Röhren der Zählstufen werden separate Heizkreise vorgesehen, da bei einer Zusammenschaltung mit Röhren, deren Kathode im Bereich des Massepotentials liegt, zu hohe Spannungen zwischen den Heizfäden und den Kathoden auftreten würden. Das Stellen der Uhr Nach jedem Einschalten muß die Uhr erneut gestellt werden. Hierzu wird eine der aktuellen Uhrzeit um eine Minute voreilende Zeit mit einem BCD-Codierschalter eingestellt. Hierbei werden die Minuten und Stunden eingestellt, für die Sekunden besteht keine Einstellmöglichkeit, die Uhr startet stets mit dem Sekundenwert „00“. Der Takt wird mit dem Taktschalter abgeschaltet. Mit dem Reset-Taster werden alle Flipflops rückgesetzt. Die Uhr zeigt dann „00 00 00“ an. Mit dem Preset-Taster wird die zuvor eingestellte Uhrzeit übernommen, die Uhr zeigt diese dann an, steht aber. Beim Erreichen dieser Zeit (z.B. Zeitzeichen des Radios oder Zeigersprung einer Referenzuhr) wird der Taktschalter umgelegt, die Uhr beginnt zu zählen. Die Schaltung der Zählstufen im Detail Die folgende Abbildung zeigt die Detailschaltung einer einzelnen Zählstufe, ergänzt um die für alle Zählstufen einer Dekade bzw. der gesamten Uhr gemeinsamen Beschaltung zum Setzen und Rücksetzen der Stufe. Seite 2- 46 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA +170V R4001 27K 1W C4001 100pF Zählpuls von Vorgängerstufe R4002 27K R4007 27K R4003 15K R4008 15K R4901 240K R4902 240K Zum Decoder E_/A E_A /Q Q C4005 100pF V4001A E92CC V4001B E92CC 2 1 Zählpuls zu Folgestufe R4004 C4002 33pF 270K C4004 33pF R4009 270K 6 5 gemeinsam für alle Zählstufen der gesamten Uhr R4006 12K gemeinsam für alle Zählstufen einer Dekade -130V R4903 82K RESET-Taster für alle Zählstufen gemeinsam D4001 1N4007 C4003 10nF /Preset /Reset 7 -130V 7 R4010 82K D4005 1N4007 R4904 56K Resetpuls zu weiteren Stufen -330V zu anderen Zählstufen Resetpuls von der eigenen Zähldekade Resetpuls von der Zehnerstelle D4002 1N4007 D4003 1N4007 D4901 1N4007 R4905 240K -130V -130V zu anderen Codierschaltern R4906 100K C4901 10nF PRESET-Taster R4959 1K CODIERSCHALTER COM -330V Bit 0 Bit 1 Presetpulse zu weiteren Stufen Bit 2 C4913 10nF R4960 100K/2W Bit 3 Eine Zählstufe der ONCILLA-Uhr mit zugehöriger Beschaltung zum Setzen und Rücksetzen Seite 2- 47 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA R4901 und R4902 haben sich als notwendig erwiesen, um die Zählstufen von der kapazitiven Last der Dioden der Decodiermatrix zu entkoppeln. Aufgrund der benötigten Spannungsfestigkeit der Dioden (insbesondere in der Anheizphase bei noch nicht stromführende Röhren) mußte der Typ 1N4007 verwendet werden, der eine recht hohe Sperrschichtkapazität von 20pF hat. Bei direktem Anschluß der Dioden an die Ausgänge der Zählstufen können diese in den meisten Fällen nicht mehr „kippen“, der Zähler arbeitet nicht. Es bestehen drei Möglichkeiten zum Rücksetzen der Zählstufe: - Der Reset-Taster wird gedrückt. Dann wird die Kathode von D4001 über den Taster an –330V gelegt, damit wird das Potential des Gitters von V4001A über R4903 und R4904 soweit negativ gegenüber dem Kathodenpotential von V4001A, daß V4001A sperrt, womit dann der Resetzustand des Flipflops erzwungen wird. R4904 vermeidet eine zu negative Spannung an den Gittern. - Die eigene Zähldekade (hier ist der Auszug aus einer Einer-Stelle dargestellt) erreicht den Wert „10“, womit dann ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer Puls ausgelöst wird, der über D4002 und R4903 an das Gitter von V4001A gelangt - Die folgende Zähldekade steht bei der Zählung der Stunden auf dem Wert „2“, wenn die Einerstelle den Wert „4“ erreicht (Besondere Jumperstellung am Decoder für Zählung der Stunden), womit dann ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer Puls ausgelöst wird, der über D4003 und R4903 an das Gitter von V4001A gelangt Im „ungestörten Zählbetrieb“ sperren D4002, D4002 und D4003, über D4901 ist die ResetSammelleitung, also das „untere Ende“ von R4903 mit der –130V-Versorgung verbunden, was der „normalen Arbeitsweise“ der Zählstufe entspricht, wie sie bereits betrachtet wurde. Ein Betätigen des Preset-Tasters führt, wenn der Codierschalter so eingestellt ist, daß der mit „Bit0“ bezeichnete, symbolisch dargestellte, Schalter Durchgang hat, dazu, daß über R4906, R4905 und D4005 das Gitter von V4001B soweit gegenüber dem Kathodenpotential von V4001 negativ wird, daß V4001B sperrt, womit dann das Setzen des Flipflops erzwungen wird. Die Verhältnisse beim Presetten der Zählstufen sind deutlich komplizierter als beim Rücksetzen, da nicht alle Flipflops gleichermaßen gesetzt werden sollen, sondern nur eine die gewünschte Uhrzeit repräsentierende Auswahl. Wenn man keine besonderen Maßnahmen ergreift, dann führt das unvermeidliche Kontaktprellen des Preset-Tasters dazu, daß auch Flipflops gesetzt werden, die rückgesetzt bleiben sollen. Beim mechanischen Schalten einer Spannung im Bereich 100V und größer entstehen steilflankige Impulsfolgen mit erhebliche Hochfrequenzenergien. Die Ausgänge der Codierschalter werden über einen Kabelbaum an die Preseteingänge der Flipflops geführt. Die Kapazität zwischen den Adern des Kabelbaums reicht, wenn man keine weiteren Maßnahmen trifft, dazu aus, zum Presetten der Flipflops hinreichende Impulsamplituden in am Codierschalter offenen Leitungen hervorzurufen. Aus diesem Grund wurde der Tiefpaß aus R4609 und C4901 mit einer Grenzfrequenz von 160Hz vorgesehen. R4905 entkoppelt das Gitter von V4001B vom Einfluß des Kondensators C4901. Um R4905 möglichst groß machen zu können wurde die negativste im System verfügbare Spannung, -330V als Eingangsspannung am Preset-Taster gewählt. R4959, direkt am Schalter angebracht, vermeidet die Ausbreitung hochfrequenter Störungen über die Anschlußleitungen, indem diese bedämpft werden. C4913 dient ebenfalls der Bedämpfung des Kontaktprellens. R4920 stellt eine schnelle Entladung von C4913 sicher, womit das Blockieren der Zählstufen durch ein nur langsames Abklingen der negativen Spannung am Eingang der Codierschalter vermeiden wird. Seite 2- 48 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA D4005 verhindert eine Beeinflussung des Arbeitspunktes des Flipflops über den Strompfad durch R4960. Es soll nun das dynamische Verhalten der Zählstufen genauer betrachtet werden. Das folgende Oszillogramm zeigt das Eingangssignal (gelb) und das Ausgangssignal (blau) einer Zählstufe. Oben(gelb): Zählpuls am Eingang der 3. Zählstufe Einer (Knoten C4009/R4021), 20V/DIV Unten (blau): Ausgang der 3. Zählstufe Einer (Anode, Pin 2), 50V/DIV Man erkennt, wie die negative Flanke des Zählpulses das Kippen des Flipflops auslöst. Man erkennt, daß kurz vor dem „eigentlichen“ Zählpuls ein ebenfalls negativ gerichteter Impuls mit kleinerer Amplitude vorhanden ist. Dies ist der, durch den ,mit dem Anodenwiderstand der Vorgängerstufe gebildeten Spannungsteiler/Tiefpass abgeschwächte und nochmals differenzierte Ansteuerimpuls der Vorgängerstufe. (Der Ansteuerimpuls wird ja in den Anodenkreis eingekoppelt, also ist sein Auftreten am Ausgang nicht überraschend) Diese „Vorwärtskopplung“ des Ansteuerimpulses hat entscheidende Auswirkungen bezüglich der Wahl der Amplitude der Ansteuerpulse der ersten Stufe. Wenn diese zu hoch ist, wie zunächst bei der ONCILLA-Uhr geschehen, dann wird die Folgestufe bereits durch den „vorwärtsgekoppelten“ Ansteuerimpuls gekippt. Bei einer hinreichend langen Zeit zwischen „vorwärtsgekoppeltem“ Ansteuerimpuls und dem durch das Kippen der ersten Stufe ausgelösten „richtigen“ Zählimpuls kann die Folgestufe dann sogar unmittelbar folgend wieder zurückkippen, womit dann für die auf diese folgende Stufe ein Zählimpuls generiert wird. Seite 2- 49 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wenn, wie anfangs bei der ONCILLA-Uhr geschehen, die Amplitude des Ansteuerimpulses der ersten Stufe durch Zufall gerade in einem Bereich ist, bei dem der soeben beschriebene Fehlerfall sporadisch einsetzt, führt dies zu einer sehr langwierigen Fehlersuche. Im konkreten Fall lag die Amplitude so ungünstig, daß die Uhr nach dem Einschalten zunächst für ca. 10 Minuten korrekt zählte. Bei weiter fortschreitender Erwärmung der Uhr begann der beschriebene Effekt zunehmend aufzutreten, die Uhr lief zu schnell. Nach etwa 20 Minuten, nach weiterer Aufheizung der Uhr, arbeitete sie dann absolut korrekt. Um den Fehler reproduzieren zu können, mußte die Uhr dann zwei Stunden ausgekühlt werden, bevor man sie erneut einschaltete. Dementsprechend hat das Auffinden und Verstehen dieses Fehlers mehrere Tage in Anspruch genommen. Weiterhin muß auch die Kurvenform des Ansteuerpulses beachtet werden. Einerseits ist eine steile fallende Flanke wichtig, weil nur so ein genügend amplitudenstarker Impuls nach der Differentiation durch den Eingangskondensator zur Verfügung steht, der dann tatsächlich das Flipflop kippen kann. Andererseits muß die ansteigende Flanke des Ansteuerpulses deutlich weniger steil sein, da sich sonst, durch die Doppeldifferentiation bei der unvermeidlichen „Vorwärtskopplung“, an der übernächsten Stufe ein ungewollter, negativ gerichteter, Zählimpuls ergeben kann. Auch dieser Effekt konnte im Verlauf der Entwicklung der ONCILLA-Uhr beobachtet werden. Das folgende Oszillogramm zeigt den Übergang vom Low- zum High-Pegel beim Kippen des Flipflops. Oben (gelb) Zählpuls am Eingang der 3. Zählstufe Einer (Knoten C4009/R4021), 20V/DIV Unten (blau) Ausgang 3. Zählstufe Einer (Anode, Pin 2), 50V / DIV Seite 2- 50 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Man erkennt deutlich, daß der Übergang vom Low- zum High-Pegel deutlich langsamer als der Übergang vom High- zum Low-Pegel erfolgt. Dieser Effekt ist erwünscht, da sich damit keine steile positive Flanken ergeben, die dann, wie soeben beschrieben, zu ungewollten Zählimpulsen in der übernächsten Stufe führen können. Die Unterschiede in der Flankensteilheit sind dadurch begründet, daß beim Übergang von Low nach High die Streukapazitäten über den Anodenwiderstand aufgeladen werden müssen (Exponentialgestalt der Flanke deutlich erkennbar), während beim Übergang von High nach Low über die in die Sättigung gesteuerte Röhre die Streukapazitäten in sehr kurzer Zeit (in den Kathodenkondensator) entladen werden. Bei Messungen an den Ausgängen der Zählstufen ist zu beachten, daß bei Kontaktierung eines Oszilloskop-Tastkopfdessen Eingangskapazität zunächst entladen ist. Der Ladestrom in diese führt zu einem negativ gerichteten, steilflankigen Impuls mit einer Amplitude von ungefähr 70V, der stets zum Kippen der Zählstufe führt. Messungen an den Ausgängen der Zählstufen können daher nur mit dauerhaft kontaktierten Tastköpfen durchgeführt werden. Zudem ist bei der Auswahl der Tastköpfe auf eine kleine Eingangskapazität zu achten. Seite 2- 51 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Decoder und die Anzeigen im Detail Die Nixie-Anzeigeröhren Zur Anzeige der Uhrzeit werden Nixie-Anzeigeröhren verwendet. Diese Röhren sind gasgefüllt und bestehen aus einer gitterförmigen, damit weitgehend durchsichtigen, Anode und zehn Kathoden, die in der Form der darzustellenden Ziffern ausgebildet sind. Prinzip der Nixie-Anzeigeröhre Man verbindet stets nur eine einzige der Kathoden mit Masse. Beim Anlegen einer positiven Spannung an die Anode bildet sich dann auf der mit Masse verbundenen Kathode ein orangeroter Glimmsaum, die Ziffer tritt leuchtend hervor. Seite 2- 52 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Nixie-Anzeigeröhren Die Aufgabe des Decoders ist es somit, in Abhängigkeit von dem BCD-codierten, von den Zählstufen kommenden, Eingangswert, die den codierten Zahlenwert darstellende Kathode an Masse zu schalten, während alle anderen Kathoden stromlos bleiben. Diese Art von Decoder bezeichnet man als Binär-zu Dezimaldecoder oder als 1 aus n-Decoder. In der ONCILLA-Uhr werden Nixie-Röhren des Typs Z560M verwendet. Diese Röhren haben die folgenden Kenndaten: Zündspannung: Brennspannung: Löschspannung: Kathodenstrom: 145V 135V 120V 1mA min, 2,5mA max. Seite 2- 53 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Decoder Die Binär- zu Dezimalcodierung läßt sich auf einfache Weise mit einer Diodenmatrix durchführen. Diese hat zwar den Nachteil eines relativ großen Bauteil- und Platzbedarfs, aber dafür den Vorteil der unkomplizierten Funktion und der direkten Anschaulichkeit. Bruegmann hat dagegen den Ansatz verfolgt, möglichst wenige Dioden zu verwenden, er hat einen großen Teil der notwendigen „AND“-Verknüpfungen damit realisiert, daß der mit Vorwiderständen gewichtete Ströme summiert und mit der resultierenden Spannung eine Triode ansteuert. Mit geeigneter Wahl der Potentiale entsteht eine praktisch als Analogcomparator wirkende Schaltung. Das „Vorbild“ für den bei der ONCILLA-Uhr verwendeten Decoder war die im Folgenden abgebildete Diodenmatrix, die in einem amerikanischen Militärcomputer aus der Zeit um 1955 als Microprogramm-Speicher diente. In dieser Zeit war die Verwendung von Germaniumdioden üblich. Diodenmatrix als Microprogrammspeicher aus einem amerikanischen Militärcomputer aus der Zeit um 1955. Im Folgenden ist der vollständige Schaltplan des Teils des Decoders, der zur Ansteuerung der NixieRöhre dient dargestellt. Um die Übersichtlichkeit zu erhöhen wurde die, die Funktion nicht beeinflussende, Kabel-und Steckverbindung zur Nixie-Röhre nicht dargestellt. Seite 2- 54 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS Von Flipflops ONCILLA über 240kOhm /A A /B B /C C +28V /D D R4113 1M 0 D4102 1N4007 D4104 1N4007 D4106 1N4007 R4114 R4112 12K +28V D4108 1N4007 6 +220V V4101A E92CC 1M 7 1 R4116 1M 1 5 +220V V4101B E92CC R4117 1M D4110 1N4007 D4112 1N4007 D4114 1N4007 +28V D4115 1N4007 7 2 R4119 1M 2 D4118 1N4007 D4120 1N4007 D4121 1N4007 R4120 R4118 12K +28V D4124 1N4007 6 +220V V4102A E92CC 1M 7 1 R4122 1M 3 5 +220V V4102B E92CC R4123 1M D4126 1N4007 D4128 1N4007 D4129 1N4007 +28V D4131 1N4007 7 2 R4125 1M 4 D4135 1N4007 D4138 1N4007 R4142 R4126 R4124 12K D4140 1N4007 V6005 Z560M 6 V4103A E92CC +28V D4134 1N4007 +300V +220V 7 1 R4128 1M 5 10K 1M V4103B E92CC 5 +220V R4129 3 13 12 11 10 9 7 6 5 4 k0 k1 k2 k3 k4 k5 k6 k7 k8 k9 a 2 1M D4142 1N4007 D4143 1N4007 D4146 1N4007 +28V D4147 1N4007 7 2 R4131 1M 6 D4150 1N4007 D4151 1N4007 D4153 1N4007 R4132 R4130 12K +28V D4156 1N4007 6 +220V V4104A E92CC 1M 7 1 R4134 1M 7 5 +220V V4104B E92CC R4135 1M D4158 1N4007 D4159 1N4007 D4161 1N4007 +28V D4163 1N4007 7 2 R4137 1M 8 D4165 1N4007 D4168 1N4007 D4170 1N4007 R4138 R4136 12K +28V D4172 1N4007 6 +220V V4105A E92CC 1M 7 1 R4140 1M +220V V4105B E92CC 5 9 R4141 1M D4173 1N4007 D4176 1N4007 D4178 1N4007 D4179 1N4007 7 2 Vollständige Darstellung des die Nixie-Röhre ansteuernden Teil des Decoders Seite 2- 55 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Es wurden bereits die Logikpegel der Flipflop-Aushänge der Zählstufen erwähnt: Low-Pegel: -63V High-Pegel: +50V Es ist bei der später folgenden rechnerischen Betrachtung der Schaltung noch zu berücksichtigen, daß sich in den Ausgangsleitungen der Flipflops Entkopplungswiderstände mit dem Wert 240kOhm befinden. Zur Erklärung der Funktion der Decodiermatrix wird zunächst deren oberste Zeile betrachtet: Zunächst wird angenommen, daß alle Flipflops zurückgesetzt sind, das bedeutet, daß an den Eingängen /A, /B, /C und /D ein Potential von +50V anliegt. Damit sperren D4102, D4104, D4106 und D4108, das Potential der mit „0“ gekennzeichneten obersten waagrechten Ausgangsleitung der Matrix ist demnach +28V, da kein Stromfluß über R4113 stattfindet. Damit hat aber auch das Gitter von V4101A ein Potential von +28V, V4101 wird aufgesteuert, womit aber der Spannungsabfall über R4112 zunimmt, was wiederum der Aufsteuerung entgegenwirkt. Es stellt sich ein Gleichgewicht ein, bei dem über R4112 ungefähr 24V abfallen, es ist dann ein Anodenstrom von 2mA eingeprägt. Dieser Strom fließt über die Anode von V4101A, die Kathode „0“ der Nixie-Röhre V6005, die Anode der Nixie-Röhre und R4142 aus der +300V-Versorgung heraus. Die Kathode „0“ der Nixie-Röhre leuchtet somit auf. Nun wird geprüft, welcher Zustand sich an der zweitobersten waagrechten Ausgangsleitung der Matrix, mit „1“ gekennzeichnet, einstellt. Das Ausgangssignal A der Zählstufen hat einen Pegel von ungefähr –63V. Damit leitet D4115. Damit stellt sich auf der betrachteten Sammelleitung „1“ ein negatives Potential ein (dessen exakter Betrag wird noch im weiteren Text betrachtet, er ist für die aktuelle Betrachtung ohne Bedeutung). Dieses Potential ist dann aber auch am Gitter von V4101B wirksam. Damit, der Betrag des negativen Potentials ist hinreichend hoch, wird V4101B gesperrt, die Kathode „1“ der Nixie-Röhre bleibt dunkel. Die Kathode „2“ der Nixie-Röhre bleibt ebenfalls dunkel, denn V4102A wird gesperrt, da D4121 leitend ist und sich damit ein negatives Potential am Gitter ergibt. Die Kathode „3“ der Nixie-Röhre bleibt ebenfalls dunkel, denn V4102B wird gesperrt, da D4131 und auch D4129 leitend ist und sich damit ein negatives Potential am Gitter ergibt. Bei sinngemäßer Betrachtung aller Ausgangsleitungen ist zu erkennen, daß alle Kathoden, außer der „0“ dunkel bleiben. Nun wird angenommen, daß sich der Zählerstand auf „1“ erhöht hat. Damit ergibt sich am Ausgang A ein Potential von +50V und am Ausgang /A ein negatives Potential. Damit wird D4108 leitend, womit V4101A in der beschriebenen Weise sperrt, womit die Kathode „0“ der Nixie-Röhre erlischt. Dagegen sperrt jetzt D4115, womit die zweitoberste Ausgangsleitung der Matrix, mit „1“ gekennzeichnet, ein Potential von +28V annimmt. Damit wird V4101B aufgesteuert, es fließt ein Strom von ca. 2mA über die Kathode „1“ der Nixie-Röhre, diese leuchtet auf, es wird eine „1“ dargestellt. Sinngemäß zu der bereits durchgeführten Betrachtung sind alle anderen Kathoden der Nixie-Röhre stromlos. Seite 2- 56 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Praktische Ausführung der Diodenmatrix, rechts die Matrix für die Einer-Stelle, links die, kleinere, Matrix für die Zehner-Stelle. Nun sollen die sich in den verschiedenen Zuständen der Schaltung einstellenden Spannungen genauer betrachtet werden. Zunächst wird der Fall des Stromflusses durch die betrachtete Kathode der Nixie-Röhre untersucht. Es wurde bereits dargestellt, daß die aufgesteuerte Triodenstufe als Stromquelle arbeitet, mit einem Ausgangsstrom von 2mA, was dem empfohlenen Brennstrom der Nixie-Röhre Z560M entspricht. Über R4142 fällt dann eine Spannung von 10kOhm * 2mA = 20V ab. Der gewählte Wert von 10kOhm ist ein Erfahrungswert, der in nahezu allen Nixie-Schaltungen zu finden ist. Er schützt die Nixie-Röhre vor einem Überstrom bei einem Kurzschluß der ansteuernden Triode. Ein derartiger Fehler ist tatsächlich einmal beobachtet worden. Damit ergibt sich ein Potential der Anode der Z560M von 300V (Versorgungsspannung) – 20V (Spannungsabfall an R4142) = 280V. Die Brennspannung der Z560M ist 130V, womit sich ein Potential der Kathode von 150V ergibt. Das Kathodenpotential der ansteuernden Triode beträgt ungefähr 24V, womit sich dann eine Anodenspannung von 150V-24V = 126V über der ansteuernden Triode ergibt. Nun wird der Fall des Sperrens der die Kathode der Nixie-Röhre ansteuernden Triode untersucht. Der Low-Pegel am Ausgang der Flipflops ist –63V. Diese sind über einen Entkopplungswiderstand von 240kOhm an die Eingänge der Decodiermatrix angeschlossen. Seite 2- 57 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wenn eine der an die Ausgangsleitung angeschlossenen Dioden leitet, dann fließt ein Strom von: 28V – (-63V) / (1 Mohm + 240kOhm) = 73uA durch die Diode. Damit ergibt sich ein Spannungsabfall von 73uA * 0,24MOhm = 17V am Entkopplungswiderstand, womit sich an der Kathode der leitenden Dioden ein Potential von –63V + 17V = -46V einstellt. Dieses Potential ist praktisch auch am Gitter der Triode wirksam, womit diese sperrt. Wenn mehrere an eine Ausgangsleitung angeschlossene Dioden leiten, dann rückt das Potential des Gitters weiter in die Nähe von –63V. Von den Kathoden der Nixie-Röhren führen Widerstände mit dem Wert 1MOhm zu einer Hilfsspannung von +220V. Diese haben den Zweck, bei sperrender Triode eine möglicherweise durch Leckströme entstehende Glimmentladung an einer dunkelgesteuerten Kathode zu vermeiden, indem die über der Entladungsstrecke verbleibende Spannung auf 280V (Anodenpotential der NixieRöhre) abzüglich 220V = 60V gehalten wird. Blick auf die Nixie-Anzeigeröhren und die sie ansteuernden Trioden Die Decoderschaltung in den Zehner-Zählstufen entspricht in ihrer Auslegung der bereits besprochenen Decoderschaltung in den Einer-Zählstufen, es sind lediglich die Eingänge D und /D sowie die Ausgänge 6 bis 9 weggelassen, da der maximal anzuzeigende Zählerstand 5 beträgt. Seite 2- 58 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Seite 2- 59 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Erzeugung des Reset-Signals in der Einer-Zähldekade Beim Zählen von Sekunden und Minuten soll die Einerstelle von „0“ bis „9“ gezählt werden. Beim Erreichen des Zählerstandes „10“ wird dazu ein Reset-Impuls ausgelöst, der die Zähldekade auf „0“ zurücksetzt. Der Zählerstand „10“ steht hierbei so kurzzeitig an, daß er vom Betrachter nicht wahrgenommen wird. Beim Zählen von Stunden wird die Einerstelle nicht nur beim Erreichen der „10“ zurückgesetzt, sondern auch dann, wenn, bei gleichzeitigem Vorhandensein der „2“ in der Zehnerstelle, die „4“ erreicht wird. Der hierzu verwendete Resetimpuls wird mit einer besonderen Decodierschaltung erzeugt, die an späterer Stelle besprochen wird. Bedingt durch die Sperrschichtkapazität der Dioden der Decodiermatrix entstehen an den Ausgangsleitungen der Decodermatrix bei Änderungen des Zählerstandes kurze Impulse, die zu einem kurzzeitigen Durchschalten der zur Ausgangsleitung gehörigen Nixie-Kathode führen. Da es sich hierum Impulslängen im unteren einstelligen Microcsekundenbereich oder noch darunter handelt, wird dies vom Auge des Betrachters nicht wahrgenommen, bedarf also keiner Gegenmaßnahmen. Anders ist es, wenn man die Decodiermatrix dazu verwendet, den Resetpuls zu generieren. Die ungewollten, kapazitiv gekoppelten Impulse reichen unter ungünstigen Umständen dazu aus, das vorzeitige Rücksetzen der Zählstufe auszulösen, diese erreicht dann nicht mehr den Endwert „9“. Ebenfalls muß in diesem Zusammenhang die Laufzeit durch die, asynchrone, Zählerkette betrachtet werden. Der Zeitversatz zwischen Ein- und Ausgangssignal eines Flipflops beträgt ungefähr 3us. Beim Übergang von einem Zählerstand auf den nächsten treten daher kurzzeitige Übergangszustände auf, die ebenfalls zu störenden Impulsen an den Decoderausgängen führen können. Dies sei am Beispiel des Übergangs vom Zählerstand „3“ auf den Zählerstand „4“ gezeigt: Ursprünglicher Zählerstand : Erstes Flipflop kippt: Zweites Flipflop kippt: Drittes Flipflop kippt: 011 010 000 100 3 2 0 4 Bei Betrachtung mit hoher Zeitauflösung wird also aus dem Übergang 3 => 4 der Übergang 3=> 2 => 0 => 4. Dem störenden Einfluß in den Übergangszuständen entstehender Impulse kann durch die Verwendung eines Tiefpasses begegnet werden. Dies ist insbesondere innerhalb einer Digitaluhr problemlos möglich, da hier die maximale Zählfrequenz lediglich 1Hz beträgt, die Begrenzung der möglichen Zählfrequenz durch diesen Tiefpaß stellt somit keinen Nachteil dar. Andererseits wird ein Resetimpuls mit ausreichender Amplitude und Flankensteilheit benötigt, um mittels kapazitiver Kopplung einen gegenüber der –130V-Versorgung negativen Resetimpuls mit ausreichender Amplitude erzeugen zu können. Daher wird dem soeben erwähnten Tiefpaß ein Schmittrigger nachgeschaltet. Mit dieser Zusammenschaltung wird auch eine minimale Länge des Resetpulses garantiert. Damit wird ein nur teilweises Rücksetzen der Zählerkette vermieden. Wenn ein einzelnes Flipflop der Zähldekade eine kürzere Reaktionszeit als die anderen Flipflops hätte, dann würde das vorzeitige Rücksetzen dieses Flipflops die Decodierbedingung für das Auslösen des Resets beseitigen, der Resetpuls würde abklingen, bevor alle Flipflops zurückgesetzt sind, der Zählerstand wäre nicht „0“. Seite 2- 60 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild: Zählstufen Decoder QA /QA QB /QB /RESET QC /QC QD /QD 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 zur Nixie-Anzeige Tiefpaß 10 Schmitttrigger -130V Takt zur Folgestufe Blockschaltbild der Einer-Zählstufe mit Reset Die bereits zur Ansteuerung der Nixie-Anzeige vorhandene Decodiermatrix wird um eine weitere Ausgangsleitung zum Erkennen des Zählerstandes „10“ ergänzt. Diese steuert, wie bereits beschrieben, über einen Tiefpaß einen Schmittrigger an. Dessen Ausgangssignal setzt, kapazitiv gekoppelt, die Zählstufen zurück. Das Taktsignal für die nachfolgende Zehner-Zähldekade wird jedoch direkt vom Ausgang QD der Zählstufe abgegriffen, da dieses bereits die optimale Kurvenform und Amplitude zum Ansteuern einer weiteren Zählstufe hat. Seite 2- 61 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im Folgenden ist die Reset-Schaltung im Detail dargestellt. +300V E_/A E_A R4146 E_/B E_B 82K E_/C E_C 1 +28V R4143 1M E_/D E_D V4106A E92CC R4144 2M2 10 6 C4101 68pF D4184 D4185 1N4007 1N4007 D4188 1N4007 Tiefpaß 7 D4181 1N4007 Schmittrigger +300V R4940 27K Reset zu Flipflops R4941 27K /RES_E_10 2 V4901A E92CC 1 C4915 1nF R4942 270K R4945 270K C4914 1nF C4908 33pF 5 7 R4939 82K -130V V4901B E92CC 7 6 R4147 1M R4943 100K R4946 100K R4944 560K R4947 12K Die Reset-Schaltung im Detail Seite 2- 62 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Arbeitsweise bezüglich der Ausgangsleitung „10“ des Decoders entspricht dem bereits im Zusammenhang mit der Anzeigenansteuerung Beschriebenen. Beim Erkennen des Zählerstandes „10“ stellt sich ein Potential von +28V am Eingang des Tiefpasses aus R4144 und C4101 ein. Dieser Tiefpaß hat eine Zeitkonstante von 150us. Das „Ruhepotential“ am Ausgang des Tiefpasses ist in der Größenordnung von –45V, womit dann V4106A gesperrt ist. Ein dauerhaftes Anstehen des Zählerstandes „10“ führt dazu, daß sich C4101 soweit in Richtung auf +28V auflädt, daß V4106A aufgesteuert wird. Damit sinkt das Anodenpotential von V4106 ab, diese Änderung führt, eingekoppelt über C4914 zum Sperren von V901A, der Schmittrigger „kippt“, was zu einer steilen fallenden Flanke an der Anode von V4901B führt. Damit entsteht, mittels Differenzierung durch C4915, ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer Impuls, der zum Rücksetzen der Zählstufen verwendet wird. Nun soll die Arbeitsweise der Schmittriggerschaltung im Detail betrachtet werden: Die Grundstruktur der Schaltung ähnelt der des bereits besprochenen Flipflops. Es ist ebenfalls eine Mitkopplung zwischen den beiden Röhrensystemen vorhanden. Die Unsymmetrie der Spannungsteiler R4942 zu R4943/4 und R4945 zu R4946 führt dazu, daß nach der Zuschaltung der Versorgungsspannung stets V4901A aufgesteuert wird, da sich hier stets ein positiveres Gitterpotential als bei V4901B ergibt. Wenn nun, durch ein negativ gerichtetes, über C4914 eingekoppeltes, Eingangssignal das Sperren von V4901A erzwungen wird, dann führt dies, über R4945 zu einem Aufsteuern von V4901B, das Anodenpotential von V4901B sinkt ab. Dieses Absinken wird durch C4908 beschleunigt. Damit wird aber die positive Ansteuerung des Gitters von V4901A über R4942 reduziert. Für ein Zurückkippen des Schmittriggers muß nun eingangsseitig eine positivere Spannung erreicht werden als die Spannung, die ursprünglich das Kippen des Schmittriggers ausgelöst hat. Damit entsteht die gewünschte Schalthysterese des Schmittriggers. Seite 2- 63 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das folgende Oszillogramm zeigt die Arbeitsweise des Schmittriggers: Oben (blau) Eingangssignal, an der Anode der treibenden Triode (V4106), 50V/DIV Unten (gelb) Ausgangssignal des Schmittriggers, an der Anode von V4901B, 50V/DIV (Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung des Schmittriggers aufgenommen) Deutlich ist die Wirkung der Hysterese zu erkennen. Bei der Dimensionierung muß darauf geachtet werden, daß die Hysterese nicht zu groß ist, dann würde der Schmittrigger nach der erstmaligen Auslösung nicht mehr „zurückkippen“. R4939 dient der Beschleunigung des Schaltvorgangs, wäre R4939 nicht vorhanden ergäbe sich eine Tiefpaßwirkung durch R4942 und C4914, die eine schnelle Potentialänderung am Gitter von V4901A unmöglich machen würde. Seite 2- 64 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Im ungetriggerten Zustand können folgende Verhältnisse bestimmt werden: Schmittrigger +300V R4940 27K R4941 27K +127V +280V 0,75mA 2 V4901A E92CC 1 7,2mA R4942 270K 50V V4901B E92CC R4945 270K 6 5 0,6mA +77V 7 7 +34V R4943/4 660K R4946 100K +77V R4947 12K Verhältnisse im ungetriggerten Zustand des Schmittriggers Schritt 1: Es ist bereits bekannt, daß V4901A aufgesteuert ist, während V4901B sperrt. Schritt 2: Es muß zunächst herausgefunden werden, ob in V4901A Gitterstrom fließt. Es wird angenommen, daß dies nicht der Fall ist. Dann kann das Gitterpotential aus dem Spannungsteiler aus R4941, R4942 und R4943/4 bestimmt werden: 300V * (660kOhm / [27kOhm + 270kOhm + 660kOhm] ) = 207V. Dann fließt durch R4947 ein Strom von 207V / 12kOhm = 17mA. Dieser Strom fließt auch durch R4940, womit sich ein Spannungsabfall von 17mA * 27kOhm = 459V ergeben müsste. Dies ist aber nicht möglich, da die Versorgungsspannung nur 300V beträgt. Also fließt Gitterstrom. Seite 2- 65 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Aus der Kennlinie kann nun der zu erwartende Spannungsabfall über der Röhre abgeschätzt werden: Wenn die Röhre kurzgeschlossen wäre, dann würde ein Strom von 300V /( R4940 + R44947) = 300V / (27kOhm + 12kOhm ) = 7,7mA fließen. Kennlinienfeld der E92CC mit eingezeichneten Verhältnissen in V4901A Es ist mit einem Spannungsabfall von 50V über der Röhre zu rechnen, wenn man die Reduktion des Stromes durch den Spannungsabfall über der Röhre mit in die Abschätzung einbezieht. Es fließt dann ein Strom von (300V – 50V) / (12kOhm + 27kOhm) = 6,4mA durch V4901A. Damit ergibt sich ein Kathodenpotential von: 6,4mA * 12V = 77V. Seite 2- 66 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das Gitter von V4901A liegt dann ebenfalls auf einem Potential von +77V. Der Strom durch R4941 und R4942 ist dann (300V – 77V) / (27 kOhm + 270kOhm) = 0,75mA. Durch R4943/4 fließt dann 77V / 660kOhm = 0,12mA. Damit ergibt sich ein Gitterstrom von 0,75mA – 0,12mA = 0,6mA. Schritt 3: Nun kann auch das Potential der Anoden der beiden Röhrensysteme bestimmt werden: Das Potential der Anode von V4901A ist das Kathodenpotential zuzüglich dem bereits ermittelten Spannungsabfall von 50V über V4901A, das ist 77V + 50V = 127V. Das Potential der Anode von V4901B, also dem Ausgang der Schaltung, ist 300V – (27kOhm * 0,75mA) = 280V. Schritt 4: Das Potential des Gitters von V4901B kann über den Spannungsteiler aus R4945 und R4946 bestimmt werden, es ist 127V ( 100kOhm / [100kOhm + 270 kOhm]) = 34V. Damit liegt an V4901B eine Gitterspannung von 34V - 77V = -43V an, womit die ursprüngliche Annahme, daß V4901B sperrt bestätigt ist. Nun werden die Verhältnisse im getriggerten Zustand betrachtet. Durch C4914 wird ein zunehmend negativer werdendes Eingangssignal eingekoppelt, womit das Potential des Gitters von V4901A zunehmend absinkt. Die Aussteuerung von V4901A geht zurück, womit das Kathodenpotential absinkt und das Anodenpotential ansteigt. Das Absinken des Kathodenpotentials wirkt der Ansteuerung zunächst entgegen. Wenn jedoch das Anodenpotential von V4901A soweit angestiegen ist, daß das Gitter von V4901B nur noch so wenig negativ gegenüber dem Kathodenpotential ist, daß die Aussteuerung von V4901B beginnt, dann kippt die Stufe. Das ursprüngliche Absinken des Kathodenpotentials unterstützt den Beginn der Ansteuerung von V4901B. Mit beginnender Aussteuerung von V4901B wird der bisher der ursprünglichen Ansteuerung entgegenwirkende Stromfluß durch R4942 abgeschwächt, da das Anodenpotential von V4901B absinkt. Damit steigt das Anodenpotential von V4901A weiter an, womit die Aussteuerung von V4901B weiter unterstützt wird. Gleichzeitig steigt, mit zunehmender Aussteuerung von V4901B, das Kathodenpotential erneut an, was wiederum die Wirkung des Eingangssignals in Bezug auf das weitere Sperren von V4901A unterstützt. Seite 2- 67 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wenn V4901A vollständig gesperrt ist, ergeben sich die folgenden Verhältnisse: Schmittrigger +300V R4940 27K R4941 27K 2 V4901A E92CC +125V 1 +280V R4942 270K V4901B E92CC R4945 270K 6 5 50V C4914 1nF 7 7 +75V R4943/4 660K R4946 100K +75V R4947 12K Verhältnisse im getriggerten Zustand des Schmittriggers Schritt 1: Es wird der Strom durch R4940, R495 und R4946 bestimmt, unter der Annahme, daß kein Gitterstrom in V4901B fließt: 300V / [ 27kOhm + 270 kOhm + 100kOhm] = 0,75mA. Damit ergibt sich ein Potential des Gitters von V4901B von 100kOhm * 0,75mA = 75V. Damit kann, gemäß der bereits für den ungetriggerten Zustand durchgeführten Betrachtungen, davon ausgegangen werden, daß gerade noch kein Gitterstrom fließt. Es kann ein Kathodenpotential von 75V angenommen werden, das Kathodenpotential entspricht also praktisch dem ungetriggerten Zustand. Schritt 2: Es wurde bereits gezeigt, daß man bei diesen Verhältnissen von einer Spannung von ungefähr 50V über V4901B ausgehen kann. Damit ergibt sich ein Potential der Anode von V4901B von 75V +50V = 125V. Es wurde bereits ein Strom von 0,75mA durch R4940 bestimmt, daraus folgt ein Potential der Anode von V4901A von 300V – 0,75mA * 27kOhm = 280V. Seite 2- 68 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 3: Ohne Wirkung des Eingangssignals ergäbe sich, wenn kein Gitterstrom in V4901 fließen würde, das folgende Potential am Gitter von V4901A: 125V * ( R4943/4 / [R4943/4 + R4942] ) = 125V * 660kOhm / [ 660kOhm + 270kOhm] = 89V. Damit ist das „Zurückkippen“ des Schmittriggers sichergestellt. Die Bedingung für das sichere „Zurückkippen“ ist, daß die soeben ermittelte Spannung den Wert des Kathodenpotentials übersteigt. Je größer der Wert von R4943/4 ist, desto größer ist die Hysterese des Schmittriggers. Auf die Berechnung der Hysterese wird an dieser Stelle verzichtet, da dies nur unter Einbeziehung der verschiedenen Quellwiderstände der speisenden Schaltung in deren jeweiligen Zuständen geschehen kann, was zu einer sehr umfangreichen Betrachtung führen würde. Die Erzeugung der Resetsignale und der Taktsignale für die Folgestufe in der Zehner-Zähldekade Bei der Zehner-Zähldekade werden zwei Reset-Signale benötigt: Bei der Anzeige von Sekunden und Minuten soll mit dem Erreichen des Zählerstandes „6“ eine Rücksetzung ausgelöst werden. Beim Zählen von Stunden soll mit dem Erreichen des Zählerstandes „4“ bei der Einer-Zählstufe, wenn die Zehner-Zählstufe den Wert „2“ erreicht hat, ein Rücksetzen sowohl der Zehner, als auch der EinerZählstufe ausgelöst werden. Zwischen diesen beiden Möglichkeiten wird durch das Stecken von Jumpern ausgewählt, so daß man eine für das Zählen von Stunden bzw. Minuten oder Sekunden identische Baugruppen einsetzen kann. Das Taktsignal für die Folgestufe kann nicht direkt vom Flipflop-Ausgang abgegriffen werden, da es über ein Verbindungskabel zur Folgebaugruppe geführt wird. Die damit entstehenden Streukapazitäten beeinträchtigen die korrekte Arbeitsweise des Flipflops. Daher wird eine Treiberstufe vorgesehen, die aus dem Reset-Signal ein in Amplitude und Kurvenform für die Ansteuerung der folgenden Zählstufe geeignetes Ausgangssignal bereitstellt. Seite 2- 69 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das folgende Blockschaltbild stellt diese Schaltungsteile im Gesamtzusammenhang dar: Einer Decoder Zählstufen QA /QA 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 QB /QB /RESET QC /QC QD /QD zur Nixie-Anzeige Tiefpaß 10 Schmitttrigger 4 -130V Zehner Zählstufen /RESET Takt QA /QA QB /QB Decoder 0 1 2 3 4 5 zur Nixie-Anzeige QC /QC Minuten Sekunden 6 2 24 1 2 1 2 Takt zur Folgestufe Tiefpaß Schmitttrigger Stunden -130V 1 2 Stunden -130V Die Schaltungsteile zur Reset- und Taktsignalerzeugung im Gesamtzusammenhang Es wird zunächst der Fall des Einsatzes als Sekunden- und Minutenzähler betrachtet. Dann ist die orange markierte Steckbrücke gebrückt, die pink markierten Steckbrücken sind offen. Mit dem Erreichen des Zählerstandes „6“ wird die Zehner-Zählstufe zurückgesetzt. Es wird ein Taktsignal an die folgende Zähldekade ausgegeben. Beim Einsatz als Stundenzähler sind dagegen die pink markierten Steckbrücken gebrückt, währen die orange markierte Steckbrücke offen ist. In den Decodermatrizen ist eine zusätzliche Ausgangsleitung vorgesehen, die beiden Matrizen gemeinsam ist. Sie decodiert den Zählerstand „24“ Sie ist in der obigen Zeichnung durch grüne Unterlegung hervorgehoben. Beim Erreichen des Zählerstandes „24“ wird ein Reset der Zehner- und der Einer- Zähldekade ausgelöst. Seite 2- 70 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung wird nun im Detail betrachtet. Zehner-Stellen Z_/A Z_A Von Flipflops Z_/B Z_B Einer-Stellen Z_/C Z_C Von Flipflops +28V R4308 E_/A E_A 1M +300V J4012 CON2 E_/B E_B 6 1 2 R4332 82K E_/C E_C D4339 1N4007 D4342 1N4007 2 D4337 1N4007 E_/D E_D Brücken für Einsatz bei Minuten und Sekunden V4304B E92CC J4013 CON2 4 2 1 D4194 1N4007 D4196 1N4007 D4344 D4345 1N4007 1N4007 D4348 1N4007 2 5 Brücken für Einsatz bei Stunden C4301 68pF 7 D4190 D4191 1N4007 1N4007 R4327 2M2 24 Resetsignale J4014 CON2 1 2 /RES_Z_24 zu Einer-Stufe +300V Brücken für Einsatz bei Stunden C4103 1nF R4333 1M -130V R4949 27K R4950 27K /RES_Z_6_24 C4912 1nF R4330 1M zu Zehner-Stufe 2 V4902A E92CC 1 -130V R4951 270K R4952 270K 7 R4948 82K 5 C4909 1nF 7 6 V4902B E92CC C4910 33pF R4953 660K R4954 100K +300V Taktsignal zu FolgeZählstufe R4329 220K /TOG_Z_6 1 R4955 12K R4958 C4911 133pF R4956 270K V4304A E92CC 150K 6 R4957 150K 7 -130V Die Schaltungsteile zur Reset- und Taktsignalerzeugung im Detail Seite 2- 71 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Hierbei wird jedoch nur auf die Unterschiede zur bereits betrachteten Schaltung der Einer-Stufe eingegangen. Im oberen Teil des Schaltbildes erkennt man die bereits besprochene Decodermatrix (auszugsweise dargestellt) mit folgendem Tiefpaß und Verstärkerstufe. Linksseitig befindet sich ein Auszug aus der Matrix der Einer-Stufe, rechtsseitig aus der Matrix der Zehner-Stufe. Die Verstärkerstufe, mit V4304B, steuert den mit V4902 A/B aufgebauten Schmittrigger an. Dies Dimensionierung dieser Schaltungsteile entspricht der Dimensionierung der bereits besprochenen Einer-Stufe. Die Verstärkerstufe mit V4304A stellt ein geeignetes Taktsignal zur Ansteuerung der Folgestufe bereit. Mit C4911 wird die Steilheit der abfallenden Flanke hinreichend groß gemacht. Mit R4985 wird die Amplitude des Signals auf einen geeigneten Wert reduziert. Bei einem Low-Pegel an der Anode von V4902A steht an dieser ein Potential von 125V an. Mit dem Spannungsteiler aus R4956 und R4957 ergibt sich damit ein Gitterpotential von –40V an V4304A, womit V4304A sperrt. Bei einem H-Pegel an der Anode von V4902A steht an dieser ein Potential von 280V an. Mit dem Spannungsteiler aus R4956 und R4957 ergäbe sich damit ein Gitterpotential von +20V an V4304A, wen kein Gitterstrom fließen würde, es ergibt sich ein Gitterpotential von 0V bei fließendem Gitterstrom, V5304A wird in die Sättigung aufgesteuert, es fließt ein Anodenstrom von ungefähr 300V/220kOhm = 1mA, die verbleibende Restspannung über der Röhre ist kann mit weniger als 20V aus dem Kennlinienfeld abgeschätzt werden. Damit ergibt sich ein Low-Pegel des Taktisgnals von ungefähr 20V. Der High-Pegel des Taktsignals wird durch R4329 und R4958 auf 300V * 150kOhm / [150kOhm + 220kOhm] = 120V begrenzt. Der Quellwiderstand des Signals im gesperrten Zustand von V4304A ist 220kOhm parallel 150kOhm = 90kOhm, womit sich eine hinreichend langsame ansteigende Flanke ergibt. Seite 2- 72 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Zählstufen/Decoder-Baugruppen und die Nixie-Anzeige im Testbetrieb vor dem Einbau ins Gehäuse Seite 2- 73 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Blick auf die Röhren der Decoders und der Zählstufen Seite 2- 74 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Zeitbasis im Detail Die Übersicht über die einzelnen Stufen Das folgende Blockschaltbild stellt die einzelnen Stufen der Zeitbasis dar. 100 Hz Halbwelle Netz 230V - + 100Hz Rechteck 100 Hz Sinus Schmittrigger 100Hz Nadel Pulsformer Rechteck=> Nadel Monoflop/ Pulsformer Nadel=> Dreieck 100Hz Dreieck Schwingkreis 100 Hz Teiler 1/10 (E1T) Monoflop/ Pulsformer Nadel=> Dreieck 10 Hz Dreieck Teiler 1/10 (E1T) Monoflop/ Pulsformer Nadel=> Dreieck 1Hz Nadel 1Hz Zählpuls Schmittrigger Zu Zähldekade Sekunden Blockschaltbild der Zeitbasis Die Frequenz der Netzspannung von 50 Hz wird zunächst durch Brückengleichrichtung auf 100 Hz verdoppelt. Über einen hochohmigen Widerstand wird ein auf 100 Hz abgestimmter Schwingkreis mit dem 100 Hz-Halbwellensignal gespeist. An diesem baut sich dann eine praktisch nullpunktsymmetrische Sinusspannung mit der Frequenz 100 Hz auf. Die Frequenzverdopplung verringert die Abmessungen der Bauteile des Schwingkreises und vereinfacht die Realisierung des Frequenzteilers erheblich, da man dann dekadische Zählröhren verwenden kann. Wie bereits beschrieben hat die Zwischenschaltung des Schwingkreises den Vorteil, daß kurzzeitige, impulsartige Störungen keinen Einfluß auf die Genauigkeit der Uhr haben, da ihr Energieinhalt (bei Einkopplung durch den hochohmigen Widerstand) im Vergleich zur im Schwingkreis gespeicherten Energie klein ist. Zudem zählt die Uhr beim Ausfall einer einzelnen Periode fehlerfrei weiter. Das am Schwingkreis anliegende Sinussignal wird mit einem Schmittrigger in ein Rechtecksignal umgewandelt. Das Ausgangssignal des Schmittriggers wird mit einem passiven Impulsformerglied in negative Nadelimpulse umgewandelt. Mit diesen wird ein weiterer Pulsformer angesteuert, der einen, zur Ansteuerung der Zählröhren E1T geeigneten Dreieckimpuls erzeugt. Seite 2- 75 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der dann folgenden Teilerstufe, aufgebaut mit einer dekadischen Zählröhre E1T, wird das hereinkommenden 100 Hz-Dreiecksignal um den Faktor 10 geteilt, die Stufe gibt wiederum ein Dreiecksignal aus. Die Verwendung einer dekadischen Zählröhre führt zu einer erheblichen Reduktion der Röhren- und Bauelementeanzahl gegenüber einer Lösung mit binär arbeitenden Flipflops. Eine weitere Teilerstufe teilt das 10 Hz-Signal noch einmal um den Faktor 10, so daß dann ein 1HzNadelimpulssignal bereitsteht. Dieses wird abschließend mit einem Schmittrigger auf die zum Ansteuern der Sekunden-Zähldekade notwendige Flankensteilheit und Amplitude gebracht. Die Frequenzverdopplung und der Schwingkreis Die folgende Abbildung zeigt den Schwingkreis und die dazugehörigen Schaltungsteile im Detail. Netz 230V D1001 1N4007 D1003 1N4007 D1002 1N4007 D1004 1N4007 210V R1001 39K/2W 100 Hz Sinus TAKT Ein/Aus zu Schmittrigger 4H R1002 27K C1001 0,22uF C1002 0,033uF C1003 0,15uF C1004 0,22uF Der Schwingkreis und die dazugehörigen Schaltungsteile Es wurde, auf Basis vorbereitender PSPICE-Simulationen, eine Trafo-Sekundärspannung von 210V gewählt. Eine möglichst hohe Trafo-Sekundärspannung ist vorteilhaft, da dann der den Schwingkreis speisende Widerstand hochohmig gewählt werden kann, womit die Dämpfung des Schwingkreises verringert wird. Seite 2- 76 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die verwendete Drossel hat, entgegen der Katalogangabe von 10H eine (gemessene) Induktivität von 4,08H und einen Kupferwiderstand von 107 Ohm, sie wird als Ersatzteil für MarshallGitarrenverstärker verkauft. Das Verhalten des Schwingkreises wurde anhand der folgenden Simulationsschaltung mit PSPICE untersucht. Die Simulationsschaltung Es wurde ein Ausfall von 1,5 Halbwellen der Netzfrequenz, also von 15ms simuliert. Seite 2- 77 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Simulationsergebnis Rote Kurve: Spannung „vor“ R1 Grüne Kurve: Spannung über dem Schwingkreis Simulationsergebnis Rote Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, mit höherer Auflösung dargestellt. Seite 2- 78 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Man erkennt, daß sich bei ungestörter Netzspannung eine Spannung von ungefähr 42Vp über dem Schwingkreis aufbaut, die in Folge des kurzzeitigen Netzausfalls auf ungefähr 25Vp zurückgeht. Die Ansprechschwelle des Schmittriggers liegt bei ungefähr 15Vp. Der simulierte Netzausfall führt somit zu keiner Gangabweichung der Uhr. Nun soll noch untersucht werden, wie empfindlich die Schaltung gegenüber Abweichungen der Netzfrequenz ist. Es wird eine Netzfrequenz von 47,5 Hz angenommen, dieser Wert wird in der Praxis niemals unterschritten. Simulationsergebnis Rote Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, mit höherer Auflösung dargestellt. Die Netzfrequenz wurde auf 47,5 Hz reduziert. Man erkennt einen leichten Rückgang der Amplitude von ca. 42V auf ca. 38V, die Pufferung des Netzausfalls von 15ms erfolgt aber nach wie vor ohne Probleme. C1001 bis C1004 wurden experimentell bestimmt, mit dem Kriterium der maximalen Amplitude über dem Schwingkreis. Für diesen Abgleich wurden auf der Leiterplatte mehrere parallelgeschaltete Anschlußpatterns für Folienkondensatoren vorgesehen. Ein derartiger Abgleich ist immer notwendig, da man von großen Fertigungstoleranzen bei den verwendeten Drosseln ausgehen muß. Für C1001 bis C1004 werden Folienkondensatoren verwendet, da diese die geringsten Verluste haben. Der optimale Wert für R1001 wurde ebenfalls experimentell ermittelt. Mit dem Takt-Schalter besteht die Möglichkeit, zum Stellen der Uhr den Takt zu unterbrechen. Anstelle des Eingangswiderstandes des Schmittriggers wird dann der praktisch identische Widerstand R1002 dem Schwingkreis parallelgeschaltet, auf diese Weise wird dem Aufbau zu hoher Spannungen über dem Schwingkreis entgegengewirkt, die dann zu einem Blockieren des Schmittriggers nach dem erneuten Zuschalten des Taktes führen könnten. Seite 2- 79 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das nachfolgend abgebildete Oszillogramm zeigt das Ausgangssignal der Gleichrichterbrücke und die Spannung über dem Schwingkreis. Obere Kurve: Ausgangssignal der Gleichrichterbrücke, 100V/DIV. Untere Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, gemessen an V1001, Pin6, 10V/DIV Die waagrechten Cursorlinien markieren das GND-Potential in Bezug auf die beiden dargestellten Kurven, der Wert „2.00V“ in der rechten oberen Ecke ist ohne Aussage und soll ignoriert werden. Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung von R1001 aufgenommen, R1001 betrug noch 150kOhm, nicht 39kOhm, daher erklärt sich die im Vergleich zur vorigen Betrachtung reduzierte Amplitude der Spannung über dem Schwingkreis. Deutlich ist die Filterwirkung des Schwingkreises zu erkennen, die starken Oberwellenanteile der Ausgangsspannung der Gleichrichterbrücke werden nahezu vollständig durch den Schwingkreis unterdrückt. Seite 2- 80 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Eingangs-Schmittrigger In der folgenden Abbildung ist der Eingangs-Schmittrigger im Detail dargestellt. Diese Schaltung wurde unverändert aus der Applikationsschrift „E1T Decade Counting Circuits“ der Firma Ericsson übernommen. +300V R1003 56K 1W R1005 8K2 R1004 56K 1W + C1007 22uF 350V R1006 8K2 100 Hz Rechteck 2 1 zu Pulsformer V1001A E92CC R1007 56K C1008 100pF 6 5 7 R1010 56K 7 R1008 56K 100 Hz Sinus V1001B E92CC R1009 56K C1006 0.47uF R1011 12K vom Schwingkreis Der Eingangs-Schmittrigger Die grundsätzliche Arbeitsweise eines Schmittriggers wurde bereits bei der Beschreibung der Generierung der Reset-Signale innerhalb der Zähldekaden beschrieben. Es sollen die Spannungsverhältnisse der Schaltung nun im Detail betrachtet werden: Aufgrund der bekannten Arbeitsweise eines Schmittrigger kann angenommen werden, daß stets eine der beiden Röhrensysteme, V1001A oder V1001B gesperrt ist. Es wird angenommen, daß V1001B gesperrt ist. Aufgrund der vorhandenen Mitkopplung ist eine direkte Berechnung der Verhältnisse nicht ohne weiteres möglich, daher wurde nach dem Prinzip des „intelligenten Ratens“ vorgegangen. Hierbei wurden willkürlich verschiedene Werte für den Strom durch R1011 angenommen. Danach wurde geprüft, ob sich Widersprüche ergeben. Das Einsetzen von 4,7mA führte zum Erfolg. Diese Rechnung ist im Folgenden dokumentiert. Die in der folgenden Rechnung ermittelten Werte wurden durch Messungen am Prototyp mit geringen Abweichungen bestätigt. Seite 2- 81 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 1: Es wird ein Strom von 4,7mA durch R1011 angenommen. Schritt 2: Aus 4,7mA * R1011 = 4,7mA * 12kOhm folgt ein Kathodenpotential von 56,4V Schritt 3: Weiterhin wird angenommen, daß die Gitterspannung von V1001A Null ist und daß gerade noch kein Gitterstrom fließt. Das Gitter von V1001A ist dann auf dem selben Potential wie die Kathode von V1001A. Schritt 4: Durch R1008 fließt dann ein Strom von 56,4V / 56kOhm = 1mA. Dieser Strom fließt auch durch R1007 und durch R1006. Damit ergibt sich an der Anode von V1001B ein Potential von 56,4V * 2 = 113V. Am Pluspol von C1007 ergibt sich ein Potential von 113V + 1mA * 8,2kOhm = 121V. Schritt 5: Durch R1003 parallel R1004 fließt dann ein Strom von (300V - 121V) / (28 kOhm) = 6,4mA. Schritt 6: Durch R1005 muß dann ein Strom von 6,4mA – 1mA (Strom durch R1006) fließen, das ist 5,4mA. Schritt 7: An R1006 fällt somit eine Spannung von 5,4mA * 8,2 kOhm = 44V ab. Damit liegt die Anode von V1001A auf einem Potential von 121V – 44V = 77V. Schritt 8: Damit fließt durch R1009 und R101 ein Strom von 77V ( 2 x 56 kOhm ) = 0,7mA. Schritt 9: Damit fließt durch V1001A ein Strom von 5,4mA – 0,7mA = 4,7mA. Schritt 10: Das Potential des Gitters von V1001B ist dann 77V / 2 = 38,5V, das entspricht einer Gitterspannung von 38,5V – 56,4V = -17V, womit das Sperren von V1001B bestätigt ist. Schritt 11: Ein Blick in das Kennlinienfeld der E92CC zeigt, daß bei einem Anodenstrom von 4,7mA und einer Gitterspannung von 0V eine Spannung über der Röhre von 20V möglich ist. Seite 2- 82 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 12: Nun wird die Widerspruchsfreiheit bezüglich der fließenden Ströme getestet. Die Summe der Ströme durch R1011, durch R1008 und durch R1010 muß gleich dem Strom durch R1003/R1004 sein: Strom durch R1011: Strom durch R1008: Strom durch R1010: 4,7mA 1mA 0,7mA Summe: 6,4mA Strom durch R1003/R1004: 6,4mA Fazit: Somit ist die Richtigkeit der ursprünglichen Annahme und der aus ihr gefolgerten Spannungen uns Ströme gezeigt. Diese Ergebnisse wurden zudem durch Messungen am Prototyp bestätigt. Die berechneten und die gemessenen Spannungen werden in der folgenden Tabelle gegenübergestellt: Messpunkt C1007 (+) V1001A Pin1 (Anode) V1001A Pin6 (Steuergitter; sperrend) V1001A Pin6 (Steuergitter; leitend) V1001 Pin7 Gemessen 124V 82V 40V 55V 55V berechnet 121V 77V 38,5V 56,4V 56,4V Seite 2- 83 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der folgenden Skizze sind die ermittelten Ströme und Spannungen in das Schaltbild eingetragen. +300V 6,4mA R1003 56K 1W R1004 56K 1W 5,4mA 121V R1005 8K2 + 1mA C1007 22uF 350V R1006 8K2 100 Hz Rechteck 113V 77V 0,7mA 1mA zu Pulsformer 2 V1001A E92CC 1 4,7mA R1007 56K 20,6V 6 C1008 100pF V1001B E92CC R1009 56K 38,5V 5 56,4V 100 Hz Sinus 7 R1010 56K 7 R1008 56K C1006 0.47uF 56,4V R1011 12K vom Schwingkreis 4,7mA Die Spannungs- und Stromverhältnisse am Eingangs-Schmittrigger In der positiven Halbwelle des sinusförmigen Eingangssignals wird das Leiten von V1001A erzwungen, womit dann V1001B sperrt. In der negativen Halbwelle des Eingangssignals wird das Sperren von V1001A erzwungen, womit dann V1001B in die Sättigung aufgesteuert wird. Damit erhält man am Ausgang ein Rechtecksignal mit der Frequenz des ansteuernden Sinussignals. Seite 2- 84 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In dem folgenden Oszillogramm sind das ansteuernde Sinussignal und das ausgehende Rechtecksignal übereinandergelegt, so daß man die Hysterese des Schmittriggers bestimmen kann. Sie beträgt ungefähr 3,6V Ausgehende Rechteckspannung an V1001 Pin2 und steuernder Sinus an V1001 Pin6, willkürlich übereinandergelegt, kein Massebezug. Sinusspannung 10V/DIV, Rechteckspannung ebenfalls 10V/ DIV Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung von R1001 aufgenommen, R1001 betrug noch 150kOhm, nicht 39kOhm, daher erklärt sich die im Vergleich zur vorigen Betrachtung reduzierte Amplitude der Sinusspannung. Seite 2- 85 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Ausgehende Rechteckspannung an V1001 Pin2, die untere Cursorlinie kennzeichnet das Massepotential. Die Skalierung ist 20V/DIV. Seite 2- 86 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Nadelimpuls-Former Dieser Schaltungsteil wurde ebenfalls der schon erwähnten Applikationsschrift von Ericsson entnommen. Das vom Schmittrigger kommende Rechecksignal wird mit C1009 differenziert. Mit D1005 werden die positiven Anteile des differenzierten Signals kurzgeschlossen. C1009 220pF C1010 220pF 100 Hz Rechteck 100 Hz Nadel D1005 1N4007 R1012 56K Der Nadelimpuls-Former Seite 2- 87 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das folgende Oszillogramm zeigt das Ein- und das Ausgangssignal der Schaltung. Obere Kurve: Ausgangssignal des Schmittriggers an V1001/2, 50V/DIV Untere Kurve: Ausgangssignal des Pulsformers, am Verbindungspunkt C1009/C1010, 10V/DIV Die waagerechte Linien markieren die Massepotentiale. Die Angabe „0,50V“ in der rechten oberen Bildschirmecke hat keine Bedeutung. Seite 2- 88 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das Monoflop zur Erzeugung der Dreieckspulse für die nachfolgende Teilerstufe Diese Schaltung entspricht der allgemein üblichen, von vielen Herstellern verwendeten, Pulsformerschaltung für die Erzeugung der speziellen Kurvenform, die zur Ansteuerung der dekadischen Zählröhre E1T benötigt wird. Sie ist ebenfalls der bereits erwähnten Applikationsschrift von Ericsson entnommen. Die folgende Abbildung zeigt die benötigte Kurvenform. Die zur Ansteuerung der E1T benötigte Kurvenform (Quelle: Ericsson) Seite 2- 89 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der folgenden Abbildung ist die Schaltung im Detail dargestellt. +300V R2004 39K 2W +300V R2005 3K3 2 1 C2004 39pF V2001A E92CC 100 Hz Nadel C1010 220pF V2001B E92CC R2001 5K6 6 5 R2009 100K 7 7 R2002 560K R2006 4K7 1W +156V C2003 82pF R2007 2K7 R2010 15K C2005 6.8nF R2008 1K 100 Hz Dreieck Die Pulsformerschaltung zur Erzeugung der Dreieckspulse im Detail Im Ruhezustand der Schaltung ist V2001A leitend während V2001B gesperrt ist. Die Gittervorspannung von V2001A ist Null. Der Stromfluß durch R2006 führt dann zu einer negativen Gitterspannung an V2001B, womit das Sperren von V2001B bestätigt ist. Ein nun über C1010 eingekoppelter negativ gerichteter Nadelimpuls erzwingt das Sperren von V2001A. Damit nähert sich das Potential der Anode von V2001A der Betriebsspannung. Diese Spannungsänderung wird über C2004 differenziert und führt zu einer weniger negativen Gitterspannung an V2001B, womit V2001B aufgesteuert wird. Da R2005 einen vergleichsweise niedrigen Wert gegenüber R2004 hat, hebt sich das Kathodenpotential nun mit dem Gitterpotential von V2001B gegenüber dem Ruhezustand an. Damit wird die den Vorgang auslösende, V2001A sperrende Ansteuerung in ihrer Wirkung verstärkt. Der schnelle Potentialanstieg an den Kathoden wird über C2003 direkt an das Ausgangssignal gekoppelt. Die Ansteuerung von V2001B über C2004 nimmt jedoch nach dem Abklingen des Nadelimpulses mit der Zeit wieder ab, wodurch das Kathodenpotential wieder absinkt. Damit wird das erneute Aufsteuern von V2001A eingeleitet, das dann, über den Spannungsabfall an R2006, zum erneuten Sperren von V2001B führt. Seite 2- 90 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Nun sollen die Spannungs- und Stromverhältnisse, zunächst im Ruhezustand, betrachtet werden: V2001A hat eine Gitterspannung von 0V. Die Summe der Im Anodenkreis liegenden Widerstände ist R2004 + R2006 + R2007 + R2008 = 39K Ohm + 4,7kOhm + 2,7kOhm + 1 kOhm = 47,4 kOhm. Die Betriebsspannung beträgt 300V. Nun kann aus der Kennlinie der E92CC der Strom und die Spannung über V2001A bestimmt werden. Zunächst wird die Arbeitsgerade, mit den Endpunkten 300V und 0mA sowie 0V und 300V / 47,4 kOhm, also 0V und 6,2mA eingezeichnet. Aus dem Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie für die Gitterspannung 0V kann der Arbeitspunkt von V2001A abgelesen werden. Bestimmen des Arbeitspunktes von V2001A im Ruhezustand Seite 2- 91 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Anodenspannung von V2001A beträgt 40V, der Anodenstrom beträgt 5,5mA. Damit kann nun das Kathodenpotential bestimmt werden, es ist 5,5mA * ( 1kOhm + 2,7kOhm + 4,7 kOhm) = 46V. Am Prototyp wurde 42V gemessen. Der Spannungsabfall über R2008 ist 5,5mA * 1kOhm = 5,5V. Das Gitter von V1B ist um 5,5mA *4,7kOhm = 26V negativer als das Kathodenpotential. Nun wird der Fall des vollständigen Aufsteuerns von V2001B, mit einer Gitterspannung von 0V, betrachtet: Zunächst wird die Arbeitsgerade, mit den Endpunkten 300V und 0mA sowie 0V und 300V / (R2005 + R2006 + R2007 + R2008) , also 0V und 25,6mA eingezeichnet. Aus dem Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie für die Gitterspannung 0V kann der Arbeitspunkt von V2001B abgelesen werden. Bestimmen des Arbeitspunktes von V2001A im aktiven Zustand Seite 2- 92 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Anodenspannung von V2001A beträgt 110V, der Anodenstrom beträgt 15mA. Damit kann nun das Kathodenpotential bestimmt werden, es ist 15mA * ( 1kOhm + 2,7kOhm + 4,7 kOhm) = 126V. Der Spannungsabfall über R2008 ist 15mA * 1kOhm = 15V. Die Spannung über R2008 erhöht sich also, ohne Berücksichtigung des Einflusses von C2003, um 15V – 5,5V = 9,5V. Der tatsächliche Spannungshub, also mit dem Einfluß von C2003, liegt wie die Messungen am Prototyp zeigten bei 15,8V. Seite 2- 93 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die folgenden Oszillogramme zeigen das Ausgangssignal der Schaltung, gemessen über R2008. Amplitude der ausgangsseitigen Dreieckspannung, gemessen über R2008, 10V/DIV Massepotential in Bildschirmmitte Die Amplitude des Signals entspricht nahezu den Vorgaben von Ericsson. Abfallzeit und Anstiegszeit der Dreieckspannung, alle Angaben wie vor Das Zeitverhalten des Signals entspricht den Vorgaben von Ericsson. Seite 2- 94 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Teilerstufen Das Funktionsprinzip der Röhre E1T Die dekadische Zählröhre E1T abreitet nicht binär, also auf der Basis von zwei diskreten Zuständen sondern mit 10 diskreten Zuständen, die die Ziffern 0 bis 9 repräsentieren. Diese, 1949 von Philips erfundene, Röhre vereint die Funktionen Zählen, Speichern, Anzeigen, sie ist somit die erste integrierte Digitalschaltung der Welt. Die nachstehenden Skizze zeigen den schematischen Aufbau und das Schaltsymbol der Röhre. Innerer Aufbau der E1T Aus der rechteckigen Kathode wird ein bandförmiger Elektronenstrahl emittiert. Die Formung des Elektronenstrahls geschieht auch mit Hilfe der Form und Anordnung des Steuergitters und des Beschleunigungsgitters g1 und g2. Die Winkellage des Strahls wird durch die Spannung zwischen den Ablenkplatten D und D‘ bestimmt, ähnlich wie es von einer Oszillografenröhre her bekannt ist. Der Elektronenstrahl trifft auf die positiv vorgespannte Schlitzelektrode g4 (auch als Lochmaske bezeichnet) auf. Wenn der Elektronenstrahl auf einen metallischen Bereich zwischen den Öffnungen trifft, dann wird der gesamte Strahlstrom von der Schlitzelektrode aufgenommen. Wenn der Elektronenstrahl jedoch auf eine Öffnung der Schlitzelektrode gerichtet ist, dann gelangt er zu einem großen Teil durch diese Öffnung hindurch auf die Anode a2 und zu einem weiteren Teil auf den Leuchtschirm der Röhre. Es ergibt sich ein rechteckiger, grüner Leuchtfleck. Seite 2- 95 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die einzelnen möglichen Positionen der Leuchtflecke sind durch auf dem Glaskolben der Röhre aufgedruckte Ziffern gekennzeichnet, so daß der in der Röhre gehaltenen Zählerstand direkt abgelesen werden kann. Das Schaltsymbol der E1T Der entscheidende Schritt zum digitalen Bauelement ist nun, wie auch beim binär arbeitenden Flipflop, das Hinzufügen einer Mitkopplung, durch Verbindung der Ablenkplatte D‘ mit der Anode a2. Wenn nun der Elektronenstrahl auf eine Öffnung in der Schlitzelektrode gerichtet ist, dann nimmt, wie bereits beschrieben, der Strom aus der Anode a2 zu. Damit sinkt aber ihr Potential ab, denn sie ist über einen (hochohmigen) Widerstand mit der positiven Versorgungsspannung verbunden. Damit wird aber auch das Potential an der Ablenkplatte D‘ gleichermaßen geringer. Das bedeutet, daß sich der Ablenkwinkel des Elektronenstrahls in Richtung des Gegenuhrzeigersinns (Bezug: Skizze auf der vorigen Seite) ändert. Die folgende Skizze zeigt die Kennlinie der (mitgekoppelten) Röhre mit eingezeichneter Arbeitsgerade. Auch hier erkannt man, daß sich nur diskrete Arbeitspunkte einstellen können. Nun wird das Verhalten am Punkt „a“ untersucht. Der Elektronenstrahl trifft hierbei auf die Öffnung „0“ der Schlitzelektrode, aber mit einem leichten Versatz im Gegenuhrzeigersinn, also in Richtung auf die „1“, (Bezug zur Aufbauskizze), so daß ein Teil des Strahlstroms von der Schlitzelektrode aufgenommen wird. Der Elektronenstrahl werde nun, aufgrund eines externen Einflusses, in Richtung des Gegenuhrzeigersinns hin abgelenkt. Dann trifft ein größerer Teil des Strahlstroms auf die Schlitzelektrode auf, womit der Strom aus a2 zurückgeht, was zum Anstieg des Potentials von a2 führt. Damit wird aber auch D‘ positiver, womit dann der Strahl von D‘ mehr angezogen wird, der ursprünglichen Ablenkung wird also entgegengewirkt. Nun werde der Elektronenstrahl im Uhrzeigersinn abgelenkt, also mehr in die Öffnung „0“ hinein. Damit sinkt das Potential an a2 und auch an D‘ ab. De Strahl wird von der negativer werdenden Ablenkplatte D' mehr abgestoßen, womit der ursprünglichen Ablenkung entgegengewirkt wird. Der folgende Kreuzungspunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie ist dagegen instabil. Der Strahl trifft hier mit einem Versatz im Uhrzeigersinn auf die Öffnung „1“ auf. Wenn sich der Strahl weiter in die Seite 2- 96 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Öffnung hineinbewegt, dann nimmt der Strom aus a2 zu, D‘ wird negativer womit die Bewegung des Strahls in die Öffnung hinein, also im Gegenuhrzeigersinn, unterstützt wird. Es ist offensichtlich, daß diese Betrachtung für alle Öffnungen in der Schlitzblende gleichermaßen gilt. Durch die Verbindung von a2 und D‘ entsteht eine Mitkopplung, die den Strahl stets auf eine der der 10 stabilen Positionen, bei denen der Strahl mit einem leichten Versatz im Gegenuhrzeigersinn, auf die Öffnungen in der Schlitzelektrode trifft, zwingt. Seite 2- 97 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Kennlinie der E1T mit dazugehöriger Beschaltung Der Punkt „a“ in der obigen Kennlinie entspricht der Darstellung der Ziffer „0“. Es fällt auf, daß die Anodenströme der verschiedenen Positionen nicht identisch sind. Dies ist für eine eindeutige und stabile Zählabfolge notwendig und wird zum Einen durch eine zusätzliche waagrechte Öffnung in der Schlitzelektrode unterhalb der Öffnungen „5“ bis „9“ bewirkt (in vorstehender Skizze des Aufbaus sichtbar), zum Anderen durch eine Kombination aus leicht unterschiedlicher Größe der den einzelnen Zahlen zugeordneten Schlitzen und einer vom Ablenkwinkel abhängigen Defokussierung des Elektronenstrahls. Nach dem ersten Einschalten der Röhre (oder nach einem Unterbrechen des Strahlstroms durch einen negativen Puls am Steuergitter) stellt sich zunächst der stabile Arbeitspunkt ein, bei dem der kleinste Anodenstrom fließt, denn dieser wird ja bei einem Anstieg des Stroms vom Nullpunkt als erster erreicht. Dies ist der Punkt „a“ in der Kennlinie, er entspricht der Anzeige einer „0“. Wenn man jetzt einen positiven Impuls auf die Ablenkplatte D gibt, dann wird der Strahl im Gegenuhrzeigersinn (Bezug zur Skizze des inneren Aufbaus) abgelenkt. Bei geeigneter Amplitude und Gestalt des Pulses gelangt er dabei in die nächstfolgende stabile Stellung, der Zählerstand der Röhre hat sich um eins erhöht. Hierbei ist von entscheidender Bedeutung, daß sich das Potential der Anode a2 und der Ablenkplatte D‘ aufgrund des hochohmigen Anodenwiderstandes und der Streukapazität C nach Masse nicht sprunghaft ändern kann, so daß der Potentialanstieg durch die steile Vorderflanke des Pulses an der Ablenkplatte D nicht durch einen, ansonsten beim zwischenzeitlichen Auftreffen des Strahls auf die metallische Oberfläche der Schlitzelektrode entstehenden, Potentialanstieg an a2 und D‘ kompensiert wird. Das Potential von a2 und D‘ stellt sich dann in der durch den Arbeitswiderstand und die Streukapazität gegebenen Zeit auf den neuen Gleichgewichtswert ein. Eine schnell abfallende Rückflanke des Zählimpulses würde dann jedoch, gemäß den bereits beschriebenen Mechanismus, wieder zu einer Rückablenkung des Strahls führen. Daher muß der Zählimpuls eine langsam abfallende Rückflanke haben. Nun wird die bereits erwähnte Spezifikation des Zählimpulses verständlich, die im Folgenden noch einmal wiedergegeben ist. Die zur Ansteuerung der E1T benötigte Kurvenform (Quelle: Ericsson) Es können Zählfrequenzen bis zu 30 kHz, mit speziellen Schaltungen bis zu 100 kHz, erreicht werden. Es wird berichtet, daß man mit einem negativ gerichteten Zählimpuls die E1T zum Rückwärtszählen veranlassen kann. Weiterhin führt ein Zählimpuls doppelter Amplitude zu einer Erhöhung des Seite 2- 98 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Zählerstandes um zwei. Die Vorgabe einer Spannung an der Zusammenschaltung von a2 und D‘ ermöglicht des Setzen des Zählerstandes, etwa zum Aufbau eines Vorwahlzählers. Mit dem Erreichen des Zählerstandes „10“ soll der Zählerstand der Röhre wieder auf „0“ zurückgesetzt werden. Gleichzeitig soll ein Zählimpuls an die Folgestufe ausgegeben werden. Hierzu ist die Rückstellanode a1 vorhanden. Bei weiterer Ablenkung des Strahls aus der Position „9“ heraus trifft dieser auf die Rückstellanode. Damit wird, über eine zusätzliche Impulsformerschaltung, ein negativ gerichteter Rückstellimpuls auf das Steuergitter der Zählröhre gegeben. Damit wird der Strahlstrom unterbrochen, bei erneuter Freigabe des Strahls wird zuerst der stabile Arbeitspunkt erreicht, der dem geringstem Strahlstrom zugeordnet ist, das ist die Stellung „0“. Die Impulsformerschaltung erzeugt gleichzeitig einen Dreieckimpuls für das Zählen der Folgestufe. Röhre E1T im Einsatz als Teiler von 100 Hz zu 10 Hz, durch die Belichtungszeit erscheinen die Leuchtpunkte als gleichzeitig leuchtend, obwohl zu jeder Zeit immer nur ein Leuchtpunkt leuchtet. Seite 2- 99 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das folgende Oszillogramm zeigt den Spannungsverlauf an der Verbindung a2/D‘. Der aufmerksame Leser wird feststellen, daß nur 9, und nicht wie erwartet 10, diskrete Spannungsniveaus vorhanden sind. Der Grund liegt in der zusätzlich wirkenden Tastkopfkapazität, womit der Rücksprung der Zählröhre auf die „1“ und nicht auf die „0“ erfolgt. Ohne angeschlossenen Tastkopf arbeitet die Zählstufe einwandfrei. Treppenspannung an E1T Pin5 (V2002), Verbindung von a1 und D‘, 50V/DIV mit Tastkopf 1/100 Seite 2- 100 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung im Detail Die verwendete Schaltung entspricht der in der bereits erwähnten Applikationsnote von Ericsson angegebenen Standardschaltung für eine Zählstufe mit der E1T, die sich praktisch nicht von der von Philips angegebenen Standardschaltung unterscheidet. Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung einer Teilerstufe, die Teilerstufen für 100Hz zu 10Hz und für 10Hz zu 100 Hz sind bis auf eine Ausnahme identisch ausgeführt. Bei der Teilerstufe 10Hz zu 1Hz ist die Diode entsprechend zu D2001, entsprechend Ericsson, nicht vorhanden. Der Grund liegt darin, daß die Diode zur Verkürzung des Rücksetzvorgangs dient, der in allgemeinen Anwendungen die Zählfrequenz begrenzt und die Frequenz in der Folgestufe nur ein Zehntel der Frequenz in der Eingangsstufe beträgt. Bei den hier vorkommenden geringen Frequenzen hätte man die Diode wahrscheinlich auch in der ersten Teilerstufe weglassen können. Teilerstufe 100 Hz => 10 Hz Monoflop / Pulsformer +300V R2011 39K C2006 220pF +300V +300V +300V R2019 39K 2W R2020 3K3 R2015 10K +300V TP2001 l g4 5 9 +300V 10 D D' g2 V2003B E92CC 6 +300V 5 47K 4 R2024 150K R2018 560K 2 7 g1 C2009 68pF R2017 5K6 6 R2013 100Hz V2003A E92CC C2007 D2001 6800pF 1N4007 R2014 330K k, g3, g5 7 a1 2 R2016 1M a2 8 1 7 1 V2002A R2021 4K7 3 E1T C2008 68pF R2012 15K +156V +11.9V R2022 2K7 R2025 15K C2010 680pF 10Hz_Carry R2023 1K Vollständige Schaltung einer Teilerstufe Der von der Resetanode, a1, abgenommene, negativ gerichtete, Resetpuls gelangt, über C2006, auf den Eingang einer Monoflop/Pulsformerschaltung. Diese Schaltung entspricht exakt der bereits beschriebenen Pulsformerschaltung vor der ersten Teilerstufe. Der verstärkte, immer noch negativ gerichtete, Resetpuls gelangt über C2007 an das Steuergitter der Zählröhre. Damit wird, wie bereits beschrieben, der Elektronenstrahl unterbrochen, woraufhin er nach dem Ende des Resetpulses die Anfangsstellung „0“ einnimmt. Seite 2- 101 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Weiterhin gibt die Monoflop/Pulsformerstufe über C2010 einen Dreieckspuls in der bereits beschriebenen Art an die Folgestufe aus. Der Arbeitswiderstand für die Anode a2 wurde in R2015 und R2016 aufgeteilt, damit man an TP2001 das, dann praktisch um den Faktor 100 untersetzte, Signal an der Anode a1 messen kann, ohne durch die Tastkopfkapazität das korrekte Arbeiten der Zählröhre zu beeinträchtigen. Das folgende Oszillogramm zeigt den Signalverlauf an der Resetanode a1 in Beziehung zum Signalverlauf an der Anode a2. Obere Kurve: Treppenspannung an Anode a2 (V2002 Pin5), 100V/DIV. Untere Kurve; Spannung an der Resetanode (V2003 Pin2) 1 V/DiV, AC-gekoppelt. Die Amplitude des Resetpulses ist –1,74V. Seite 2- 102 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die folgenden Oszillogramme zeigen den Spannungsverlauf am Steuergitter g1 und der Kathode der Zählröhre: Spannungsverlauf am Steuergitter g1 ( Pin2) der E1T (V2002),20V/DIV. Spannungsverlauf an der Kathode der E1T (V2002 Pin3), 10V/DIV Der Strahlstrom geht während des Anliegens des Rücksetzimpulses von praktisch 1mA auf Null zurück. Seite 2- 103 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die benötigten Hilfsspannungen werden für beide Teilerstufen gemeinsam mit einem Spannungsteiler erzeugt. +300V R2043 68K 1W +156V R2042 68K 1W +11.9V R2041 5K6 C2016 0.47uF Erzeugung der Hilfsspannungen Die folgende Abbildung zeigt die Teilerstufen im Testbetrieb. Die Teilerstufen im Testbetrieb Seite 2- 104 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der „unsichtbare“ Einsatz der E1T als Frequenzteiler war seinerzeit durchaus üblich, wie folgende Aufnahme aus dem Inneren eines Präzisionstimers von Philips zeigt. Eine E1T als „unsichtbarer“ Teiler in einem Präzisionstimer von Philips Seite 2- 105 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der ausgangsseitige Schmittrigger Das verstärkte Reset-Signal der zweiten Teilerstufe hat die zum Zählen der Sekunden benötigte Frequenz von 1Hz. Es wird, parallel zum zur Zählröhre zurückgehenden, verstärkten Rücksetzsignal über C2015 ausgekoppelt und mit einem Schmittrigger auf eine zum Ansteuern der Flipflops ausreichende Amplitude und Steilheit der abfallenden Flanke gebracht. Über J3001 und C3001 besteht die Möglichkeit, ein von einem DCF77-Empfänger kommendes 1HzSignal einzuspeisen. Wenn diese Möglichkeit genutzt wird, dann muß der bereits beschriebene Schalter zum Abschalten des Takts in der „Aus“-Stellung stehen. Schmittrigger Monoflop / Pulsformer gehört zur Teilerstufe 10Hz => 1Hz +300V +300V Resetpulse von/zu E1T +300V R2034 39k 2W R2035 3k3 C2012 6800pF C2015 68pF R3002 27K R3004 27k V3001A E92CC V2005A E92CC R3901 270K C3901 33pF R3903 270K 2 V2005B E92CC 1 C2014 68pF 2 1 1Hz V3001B E92CC R2032 5k6 6 5 6 5 R2039 150k R3904 50K 7 7 7 7 R2033 560k R3902 560K R2036 4k7 C2013 68pF R2037 2k7 R3003 12K R2038 1k J3001 MF6 DCF-77-Empfänger (optional) +300V 1 2 3 4 5 6 H1A H1B C3001 68pF Der ausgangsseitige Schmittrigger und der DCF77-Eingang, dargestellt im Zusammenhang mit der Pulsformerschaltung der zweiten Teilerstufe Die Schaltung des Schmittriggers entspricht nahezu vollständig der Schaltung, die bereits im Zusammenhang mit der Erzeugung der Resetimpulse auf den Zähldekadenbaugruppen beschrieben wurde, sie wird daher an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben. Seite 2- 106 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Das Netzteil im Detail Das Prinzip Digitale Röhrenschaltungen reagieren sehr empfindlich auf Schwankungen der Versorgungsspannung oder auch auf ein zu großes Abweichen vom Nominalwert. Daher werden stabilisierte Ausgangsspannungen von 300V, 170V, -130V zur Versorgung der Zählstufen und der Zeitbasis benötigt. Hierzu werden lineare Spannungsregler mit Leistungstrioden vorgesehen. Glimmentladungsröhren dienen als Referenzquelle Es wurde auf die bekannte Standardschaltung mit der Leistungstriode 6080 ( entspricht der 6AS7) zurückgegriffen, die nur geringfügig angepaßt und modifiziert wurde. Die 6080 ist eine Triode mit besonders geringem Innenwiderstand. Die 6080/6AS7 wird auch heute noch für HiFi-Verstärker hergestellt. Spannungsregler mit Leistungstrioden im Netzteil Neben den Anodenversorgungsspannungen für die Röhren wird noch eine, ebenfalls stabilisierte, Hilfsspannung von 28V für die Decoder sowie eine unstabilisierte Hilfsspannung von +220V für die Nixie-Ansteuerung benötigt. Es wird eine Wechselspannung von 210V zur Speisung des Schwingkreises der Zeitbasis benötigt. Nicht zuletzt wird auch eine Wechselspannung von 6,3V für die Röhrenheizung benötigt, aufgeteilt auf mehrere getrennte Heizkreise , die auf unterschiedlichen Potentialen liegen. Seite 2- 107 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Vorgehensweise Die realisierte Netzteilschaltung lehnt sich an die Schaltung des Netzteils des Impulsgenerators HP214A aus dem Jahr 1968 von Hewlett-Packard an. Das sehr ausführliche Handbuch zu diesem Gerät stammt aus einem ehemaligen Militärbestand und wurde bei Ebay ersteigert. Stabilisiertes Netzteil mit der 6AS7/6080 in einem Frequenzzähler von Hewlett-Packard, ein diesem sehr ähnliches Netzteil wurde in dem beim Entwurf des beschriebenen Netzteils verwendeten Manual von Hewlett-Packard beschrieben Seite 2- 108 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Ermittlung des Stromverbrauchs und die Auslegung des Netzteils Der erste Schritt bei jedem Entwurf eines Netzteils ist die Feststellung des zu erwartenden Verbrauchs der zu speisenden Verbraucher. Bei der im Folgenden dokumentierten Abschätzung wird von der ursprünglich entworfenen Schaltung ausgegangen, die später erfolgten Schaltungsänderungen wurden nicht rückgetragen, sie sind jedoch durch die im ursprünglichen Entwurf eingeplanten Reserven abgedeckt. Der Verbrauch der Zeitbasis Spannung 210V (AC): Es wird ein Verbrauch von 5mA abgeschätzt Spannung 6,3V (AC), auf GND-Potential: Der Heizstrom einer Röhre E92CC beträgt 400mA. Der Heizstrom einer Röhre E1T beträgt 300mA. Es sind die folgenden Röhren vorhanden: 5 * E92CC und 2 * E1T, damit 5 * 400mA + 2 * 300mA, entsprechend 2A + 0,6A = 2,6A. Spannung + 300V Es sind die folgenden, relevanten, Strompfade vorhanden, für die die Ströme bereits im Rahmen der Schaltungsanalyse bestimmt wurden. Für den Fall unterschiedlicher Stromaufnahmen bei verschiedenen Schaltzuständen wurde stets die höchstmögliche Stromaufnahme berücksichtigt. V1001 A/B V2001 A/B V2003 A/B V2002 R2041/42/43 V2005 A/B V2004 V3001 A/B Summe: Pulsformer Sinus/Rechteck Monoflop Monoflop Teiler 100Hz => 10Hz Teiler Hilfsspannungen Monoflop Teiler 10Hz => 1Hz Ausgangsstufe 6,4mA 19mA 19mA 1mA 2,2mA 19mA 1mA 8mA 75,6mA Seite 2- 109 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Verbrauch der Zählstufen Insgesamt sind 3 Einer-Zähldekaden mit je 4 Flipflops und 3 Zehner-Zähldekaden mit je 3 Flipflops vorhanden. Das bedeutet eine Summe von 3 * 4 + 3 * 3 = 21 Röhren E92CC bzw. Flipflops. Spannung 6,3V (AC), auf Potential –130V: Die Kathoden aller Röhren in den Flipflops der Zählstufen liegen auf einem Potential nahe der –130VVersorgung. Die Spannung zwischen Heizfaden und Kathode darf einen gegebenen Maximalwert nicht überschreiten, da es sonst zu Überschlägen kommt. 21 Röhren E92CC * 400mA / Röhre = 8,4A. Spannung +170V Der dauerhaft aufgenommene Strom eines Flipflops beträgt 3,7mA. Damit ergibt sich ein Stromverbrauch von 21 * 3,7mA = 77,7 mA. Spannung –130V Die Flipflops „liegen zwischen“ der +170V-Versorgung und der –130V-Versorgung, also wird auch aus der –130V-Versorgung ein Strom von 77,7mA aufgenommen. Der Verbrauch der Decoder Spannung 6,3V (AC), auf GND-Potential: Insgesamt ist die folgende Anzahl an Röhren E92CC vorhanden: 3 Decoder für Einerstellen mit je 6 Röhren 3 Decoder für Zehnerstellen mit je 4 Röhren Summe: => 18 Röhren => 12 Röhren 30 Röhren Damit wird ein Heizstrom von 30 Röhren E92CC * 400mA = 12A benötigt. Spannung + 300V: Es sind insgesamt 6 Nixie-Anzeigeröhren vorhanden, bei denen stets nur eine Kathode Strom führt. Pro Nixie-Röhre fließen 2,5mA, womit sich ein Gesamtstrom von 2,5mA * 6 = 15mA ergibt. Spannung + 220V (unstabilisiert) Es wird mit einem Gesamtstrom von 1mA, für alle Decoder/Anzeigen gemeinsam, gerechnet. Spannung +28V Insgesamt sind 6 Stellen vorhanden, pro Stelle wird maximal ein Strom von 10 Matrixausgängen * 88uA = 0,88mA benötigt, das ergibt insgesamt 6 Stellen * 0,88mA = 5,3mA. Seite 2- 110 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Gesamtverbrauch Der Verbrauch der einzelnen Schaltungsteile wird, getrennt für die einzelnen Spannungen, summiert: Spannung 210V (AC): Zeitbasis: Summe: 5mA 5mA Spannung 6,3V (AC), auf GND-Potential: Zeitbasis: Decoder: Summe: 2,6A 12A 14,6A Spannung 6,3V (AC), auf Potential –130V: Zählstufen: Summe: 8,4A 8,4A Spannung + 300V: Zeitbasis: Decoder: Summe: 75,6mA 15mA 90,9mA Spannung + 220V (unstabilisiert): Decoder: Summe: 1mA 1mA Spannung +170V: Zählstufen: Summe: 77,7mA 77,7mA Spannung –130V: Zählstufen: Summe: 77,7mA 77,7mA Spannung +28V Decoder: Summe: 5,3mA 5,3mA Seite 2- 111 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Auslegung Das Netzteil wurde mit erheblichen Reserven ausgelegt, da zum Zeitpunkt des Entwurfs spätere, umfangreiche Schaltungsänderungen mit einer möglichen Erhöhung des Strombedarfs nicht ausgeschlossen werden konnten. Bei dem konkreten Detailentwurf der Netztransformatoren wurde dann, im Sinne der optimalen Ausnutzung der Trafokerne, die im Folgenden angegebene Aufteilung der Heizkreise auf verschiedene Sekundärwicklungen noch verändert. Spannung 210V (AC): Bedarfsabschätzung: 5mA Auslegung auf: 10mA P=2,1W Spannung 6,3V (AC), auf GND-Potential: Bedarfsabschätzung: 14,6A Auslegung auf: 2 Wicklungen je 10A P = 126W Spannung 6,3V (AC), auf Potential –130V: Bedarfsabschätzung: 8,4A Auslegung auf: 10A P = 63W 90,9mA Auslegung auf: 160mA P = 48W Spannung + 300V: Bedarfsabschätzung: Spannung + 220V (unstabilisiert): Bedarfsabschätzung: 1mA Spannungsteiler aus +300V 77,7mA Auslegung auf: 160mA P = 27W 77,7mA Auslegung auf: 160mA P = 21W 5,3mA Auslegung auf: 10mA P = 0,3W Spannung +170V: Bedarfsabschätzung: Spannung –130V: Bedarfsabschätzung: Spannung +28V Bedarfsabschätzung: In der Summe ergibt sich eine Ausgangsleistung von 287W. Zu dieser kommen dann noch die Verluste im Netzteil und die Heizleistung der Röhren im Netzteil hinzu. Seite 2- 112 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung für +300V im Detail Die qualitative Herleitung der Schaltung Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip der verwendeten Stabilisierungsschaltung. V5101A 6080 2 3 +300V 1 Unstabilisiert V5102A EF80 7 R5103 1M5 R5111 100K R5110 68K 2W 9 +Ug2 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 2 Schritt 1: Prinzip der Stabilisierungsschaltung V5103 ist eine Glimmstabilisator-Röhre des Typs 85A2. Über dieser Röhre fällt eine praktisch konstante, nur gering vom durchfließenden Strom abhängige, Referenzspannung von nominell 85V ab. Damit liegt das Kathodenpotential von V1502 nominell auf +85V. Das Potential des Steuergitters von V1502A ist, mit dem Verhältnis des Spannungsteilers aus R5111, P5101 und R5112 zur Ausgangsspannung proportional. Es sei vorweggenommen, daß sich die Schaltung so in einen Gleichgewichtszustand einstellt, daß sich am Steuergitter ein Potential einstellt, das Kathodenpotential von nominell 85V abzüglich der verbleibenden Gitterspannung von V5102A, im unteren einstelligen Voltbereich, einstellt. Es sei nun angenommen, die Ausgangsspannung sinke, etwa aufgrund eines stärker werdenden Ausgangsstroms, ab. Dann sinkt auch zwangsläufig das Potential des Steuergitters von V5102A gegenüber dem konstantgehaltenen Kathodenpotential ab. Damit geht aber der Anodenstrom durch V5102 zurück. Damit steigt das Potential der Anode von V5102 an. Die Anode von V5102A ist mit dem Steuergitter der Längstriode V5101A verbunden. Das Potential dieses Gitters wird somit ebenfalls positiver. Damit wird aber die Längstriode weiter aufgesteuert, womit dem zunächst angenommenen Rückgang der Ausgangsspannung entgegengewirkt wird. Seite 2- 113 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wenn, im umgekehrten Fall, angenommen wird, daß sich die Ausgangsspannung erhöht, etwa durch einen Anstieg der Eingangsspannung, dann führt dies dazu, daß das Potential des Steuergitters von V5102 positiver wird. Damit nimmt der Anodenstrom durch V5102 zu. Das Potential der Anode von V5102 sinkt, womit auch das Potential des mit ihr verbundenen Steuergitters von V5101A sinkt. Damit geht die Aufsteuerung von V5101A zurück, was dem Anstieg der Ausgangsspannung entgegenwirkt. Man erkennt, daß die Ausgangsspannung gegenüber Schwankungen der Last und der Eingangsspannung konstantgehalten wird. Die Speisung des Glimmstabilisators aus der stabilisierten Ausgangsspannung (über R5110) sorgt für einen von der Höhe der Eingangsspannung unabhängigen Stromfluß durch diesen. Um ein kurzzeitiges Einbrechen der Ausgangsspannung bei impulsförmiger Belastung zu vermeiden, werden parallel zum Ausgang geschaltete Kondensatoren (C5108, C5109, C5110) vorgesehen. Da es sich hier um einen Regelkreis handelt, müssen weiterhin Kompensationsmaßnahmen vorgesehen werden, um eine Oszillation des Regelkreises auszuschließen. V5101A 6080 2 Unstabilisiert 3 +300V + 1 + C5108 C5109 C5110 R5118 100uF 400V 100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W V5102A EF80 7 R5103 1M5 C5107 0,22uF R5111 100K R5110 68K 2W 9 +Ug2 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 2 Schritt 2: Erweiterung um Komponenten, die das dynamische Verhalten der Schaltung bestimmen Hierzu muß die Gesamtverstärkung des Regelkreises bei der Frequenz, bei der die Laufzeit durch den Regelkreis so groß ist, daß eine Phasendrehung von 180° auftritt (also die Gegenkopplung zur Mitkopplung wird) kleiner als 1 sein. Dies wird durch C5107 bewirkt. Parallel zu den Ausgangskondensatoren wird ein Entladewiderstand (R5118) vorgesehen, der bei lastfreiem Betrieb für eine Entladung der Ausgangskondensatoren sorgt. Da Elkos eine bei hohen Frequenzen nicht vernachlässigbare Inneninduktivität besitzen, wurde zusätzlich noch der Folienkondensator C5110 dem Ausgang parallelgeschaltet. Seite 2- 114 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schirmgitterspannung wird, über den mit R5108 und R5109 gebildeten Spannungsteiler, wie bereits die Versorgung des Glimmstabilisators, aus der stabilisierten Ausgangsspannung abgeleitet, womit sich dann ein von der Eingangsspannung unabhängiger Arbeitspunkt von V5102 ergibt. V5101A 6080 2 Unstabilisiert 3 +300V + 1 + C5108 100uF 400V C5109 C5110 R5118 100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W R5103 1M5 7 R5108 18K V5102A EF80 C5107 0,22uF R5109 68K 9 R5111 100K R5110 68K 2W 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 2 Schritt 3: Hinzufügen der Schirmgitterversorgung Das „Hochlaufen“ der Ausgangsspannung ist dadurch gewährleistet, daß ein auf Kathodenpotential oder noch negativer liegendes Schirmgitter den Anodenstrom durch V5102 vollständig sperrt, womit dann jedoch das Steuergitter von V5101A auf dem Potential der Eingangsspannung liegt. Damit wird das volle Aufsteuern von V5101A bewirkt. Seite 2- 115 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Um einen höheren Ausgangsstrom möglich zu machen, werden zwei Triodensysteme der 6080 parallelgeschaltet. Serienwiderstände in den Gitterkreisen verhindern hochfrequente Selbsterregung der Schaltung. Die Kathodenwiderstände sorgen für eine gleichmäßige Stromaufteilung zwischen den Röhrensystemen. V5101B 6080 4 R5107 1K R5106 68R 5 6 Unstabilisiert +300V V5101A 6080 + + R5105 68R 2 3 C5109 C5110 R5118 100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W 1 C5108 100uF 400V R5103 1M5 R5104 1K V5102A EF80 7 R5108 18K R5109 68K 9 C5107 0,22uF R5111 100K R5110 68K 2W 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 2 Schritt 4: Verdopplung des Ausgangsstroms durch Parallelschalten eines zweiten Triodensystems Seite 2- 116 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung wird durch eine Schmelzsicherung gegen Kurzschlüsse am Ausgang geschützt. Mit einer Glimmlampe wird das Vorhandensein der Ausgangsspannung angezeigt. Die Glimmlampe ist bewußt „vor“ der Sicherung angeordnet, damit der Anwender bei durchgebrannter Sicherung vor der nach wie vor, auch bei bereits abgeschaltetem Netz, vorhandenen Spannung über den Kondensatoren zu warnen. V5101B 6080 4 R5107 1K R5106 68R 5 6 F5101 250mAT Unstabilisiert +300V V5101A 6080 + + R5117 470K R5105 68R 2 3 C5109 C5110 R5118 100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W DS5101 LAMP NEON 1 C5108 100uF 400V R5103 1M5 R5104 1K V5102A EF80 7 R5108 18K R5109 68K 9 C5107 0,22uF R5110 68K 2W R5111 100K 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 2 Schritt 6: Hinzufügen von Sicherung und Anzeigelampe Zur Speisung der Stabilisierungsschaltung wird die von einer Sekundärwicklung des Trafos kommende Wechselspannung mit einem Brückengleichrichter gleichgerichtet und mit einem Elektrolytkondensator geglättet. Der Strombegrenzungswiderstand R5101 verhindert einen übergroßen Stromstoß beim Einschalten des Geräts, in diesem Moment wirkt der noch entladene Glättungskondensator praktisch als Kurzschluß. Der Entladewiderstand R5102 sorgt für das Entladen von C5105 im Fehlerfall, wenn kein Stromfluß durch die Längstriode möglich ist. Die zu den Dioden des Brückengleichrichters parallelgeschalteten Kondensatoren verhindern Störungen, wie sie beim Abreißen des Stroms durch die Dioden im Nulldurchgang der Wechselspannung entstehen können. Hier kann es, ohne diese Kondensatoren, zu gedämpften Schwingungen im Zusammenwirken mit der Streuinduktivität des Netztrafos kommen. Weiterhin wurde noch, entsprechend der Schaltung von Bruegmann, ein Parallelkondensator zur Glimmstabilisatorröhre vorgesehen, um mögliches Rauschen des Glimmstabilisators zu unterdrücken. Seite 2- 117 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die in der folgenden Abbildung dargestellte Schaltung ist vollständig und entspricht der praktischen Ausführung. 1 C5101 1n 2kV D5102 1N5408 2 D5101 1N5408 C5103 1n 2kV R5101 10R 1 2 1 2 Netz + C5105 250uF/450V R5102 100K / 2W 1 C5104 1n 2kV 2 C5102 1n 2kV D5103 1N5408 D5104 1N5408 V5101B 6080 4 R5107 1K R5106 68R 5 6 F5101 250mAT +300V V5101A 6080 + + R5117 470K R5105 68R 2 3 DS5101 LAMP NEON 1 C5108 C5109 C5110 R5118 100uF 400V 100uF 400V1uF 400V100K / 2W R5103 1M5 R5104 1K V5102A EF80 7 R5108 18K R5109 68K 9 C5107 0,22uF R5110 68K 2W R5111 100K 8 P5101 2 3386P 10K 1 R5112 39K 1 V5103 85A2 C5106 10nF 2 Schritt 7: Hinzufügen von Gleichrichter und Ladekondensator, vollständige Schaltung. Seite 2- 118 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Für die Heizung der Längstriode wird eine separate, hier nicht dargestellte, Heizwicklung vorgesehen, die einseitig mit den Kathoden der Längstriode verbunden ist. Damit wird das Zustandekommen von übermäßig hohen Spannungen zwischen Kathoden und Heizkreis verhindert. Der benötigte Heizstrom ist 2,6A. Die Dimensionierung der Schaltung Schritt 1: Betrachtung der Verhältnisse an der Längstriode 6080 Es soll ein Ausgangsstrom von bis zu 160mA bereitgestellt werden. Im Datenblatt der 6080 wird als maximaler Auslegungswert für den Anodenstrom eines Systems der 6080 der Wert 100mA angegeben. Damit ist das Parallelschalten von zwei Systemen notwendig. Kennlinienfeld der 6080 Quelle: Philips Damit ergibt sich ein Strom von bis zu 80mA pro Röhrensystem. Dem Kennlinienfeld kann hierbei, bei einer Gitterspannung von 0V, ein Spannungsabfall von 25V entnommen werden. Da dies der absolut kleinstmögliche Wert ist, ist es sinnvoll, für die weitere Schaltungsauslegung eine Reserve hinzuzugeben und einen Spannungsabfall von 40V über der Röhre einzuplanen. An den Kathodenwiderständen R5105 bzw. R5106 (68 Ohm, nach Hewlett-Packard) fällt eine Spannung von 80mA * 68Ohm = 5,4V ab. Die gewünschte Ausgangsspannung ist 300V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte Spannung von 300V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 345V an den Anoden der Längstriode 6080. Seite 2- 119 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 2: Betrachtung der Welligkeit der Eingangsspannung und des Ladekondesators Dem Wert des Ladekondensators (C5105) sind durch die Baugröße, aber auch durch den mit größerem Wert immer mehr ansteigendem Spitzenwert des Ladestroms nach oben hin Grenzen gesetzt. Aus diesen praktischen Erwägungen heraus wird der Wert 250uF vorgesehen. Die Welligkeit kann mit der Vereinfachung, die Zeit, in der der Kondensator aufgeladen wird als praktisch Null anzunehmen, mit für die Praxis hinreichender Genauigkeit abgeschätzt werden. Er wird dann währen der gesamten Halbperiode des Netzes, also für 10ms mit dem maximal angenommenen Ausgangsstrom des Netzteils entladen. Es ergibt sich eine Welligkeit von i * t / c = 160mA * 10ms / 250uF = 6,3V. Schritt 3: Bestimmung des minimalen Scheitelwertes der Wechselspannung Der Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden beträgt ungefähr 1,4V. Der Spannungsabfall über dem Strombegrenzungswiderstand wird, unter Annahme einer Ladezeit von ¼ einer Netzhalbwelle, mit 10 Ohm * 160mA * 4 = 6,4V abgeschätzt. Damit ergibt sich ein minimaler Scheitelwert von 345V + 6,3V + 6,4V + 1,4V ----------= 359V minimale Spannung an den Anoden, bereits bestimmt Welligkeit Strombegrenzungswiderstand Gleichrichter Dies entspricht einem Effektivwert von 359V / 1,41 = 255V. Schritt 4: Bestimmung der nominellen Trafo-Sekundärspannung Der soeben bestimmte minimale Effektivwert von 255V soll bei einer Netzunterspannung von 10% noch anstehen. Damit ergibt sich eine nominelle Trafo-Sekundärspannung von 255V / 0,9 = 283V eff. Schritt 5: Betrachtung der Verhältnisse bei 5% Netzüberspannung Bei einem dauerhaften Betrieb mit 5% Netzüberspannung sollen alle Bauteile innerhalb ihrer Spezifikation betrieben werden. Es ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 283V * 1,05 = 297V, der Scheitelwert ist dann 420V. Das bedeutet, daß der vorgesehene Ladekondensator mit einer Dauerbetriebsspannung von 450V problemlos betrieben werden kann. Im Leerlauf, wenn die Röhren kurz nach dem Einschalten noch nicht geheizt sind und somit kein Anodenstrom fließt, ist mit einer Spannungsüberhöhung um 10% zu rechnen, über dem Ladekondensator liegen dann 462V an. Auch dies ist unbedenklich, der Kondensator ist für kurzzeitige Überspannungen bis 525V spezifiziert. Die Anodenverlustleistung der 6080 (Summe beider Systeme) ist dann nicht größer als (420V – 300V) * 160mA = 19,2W. Das Datenblatt gibt eine maximale Verlustleistung von 13W pro Anode, also 26W für beide Systeme gemeinsam, an, die hier bei weitem nicht erreicht wird. Seite 2- 120 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 6: Bestimmung des Vorwiderstandes für den Glimmstabilisator (R5110) Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Um die Verlustleistung in R5110 nicht zu groß werden zu lassen, wird jedoch ein reduzierter, jedoch noch im spezifizierten Bereich liegender Strom von 3mA vorgesehen. Die nominelle Brennspannung ist 85V. Damit ergibt sich ein Wert für R5110 von (300V – 85V) / 3mA = 72kOhm, es wird der Normwert 68kOhm gewählt. Die Verlustleistung ist (300V – 85V)2 / 68kOhm = 0,7W. Schritt 7: Bestimmung der Spannungsteilerwiderstände für die Schirmgitterversorgung von V5102 Die Schirmgitterspannung von V5102 (EF80) soll, entsprechend der „typical operating characteristics“ im Datenblatt 170V betragen. Damit liegt das Schirmgitter auf einem Potential von 85V {Kathodenpotential} + 170V = 255V. Damit liegen über R5108 300V {Ausgangsspannung} – 255V = 45V an. Der typische Schirmgitterstrom bei einer Schirmgitterspannung von 170V ist laut Datenblatt 2,5mA. Damit ist es sinnvoll, R5108 wie folgt zu dimensionieren: 45V/2,5mA = 18kOhm. Die Schirmgitterspannung von 170V soll auch dann nicht überschritten werden, wenn der Schirmgitterstrom Null sein sollte. Damit folgt für R5109: 170V / 2,5mA = 68kOhm. Mit dieser Dimensionierung wird eine Überlastung des Schirmgitters ausgeschlossen, im normalen Betriebsfall wird jedoch die Schirmgitterspannung den Wert 170V nicht erreichen. Die praktische Erprobung der Schaltung hat jedoch gezeigt, daß sie mit der angegebenen Dimensionierung einwandfrei arbeitet. Schritt 8: Dimensionierung des Spannungsteilers zur Rückführung der Ausgangsspannung Zunächst muß der notwendige Einstellbereich der Ausgangsspannung bestimmt werden. Die Toleranz der Brennspannung der 85A2 ist (absolut) 4V. Die durch die resultierende Gitterspannung der EF80 gegebene Abweichung wird mit (absolut) 5V angenommen. Das ergibt eine Summe von (absolut) 9V. Damit ist ein Einstellbereich von +/-10V, bezogen auf den Ausgang des Spannungsteilers bei einer Spannung von 300V am Ausgang, in jedem Fall ausreichend. Der Wert von P5101 wird, aus praktischen Gründen, auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben erfolgten Definition des Einstellbereichs liegt über P5101 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein Strom von 20V/10kOhm = 2mA durch P5101 und auch durch R5111 und durch R5112. Wenn sich P5101 in der Mittelstellung befindet und eine Spannung von 300V an den Spannungsteiler angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5101 eine Spannung von 85V gegen Masse einstellen. Damit liegt über R5112 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an. Der Wert von R5112 ist somit 75V / 2mA = 37,5kOhm, es wird der Normwert 39kOhm gewählt. Unter den soeben formulierten Bedingungen ergibt sich ein Potential von 85V + 10V = 95V am „oberen Anschluß“ von P5101. Damit liegt über R5111 eine Spannung von 300V – 95V =205V an. Der Wert von R5111 ist somit 205V / 2mA = 102,5kOhm, es wird der Normwert 100kOhm gewählt. Schritt 9: Dimensionierung der Ausgangskondensatoren und des Kompensationskondensators Enstprechend Hewlett-Packard wurde ein Wert von 220uF für den Ausgangskondensator (C5108 und C5109, parallel mit C5110) vorgesehen. Seite 2- 121 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der Originalschaltung betrug die Zeitkonstante des Kompensationskondensators (hier C5107) und es oberen Spannungsteilerzweiges (hier R5111) 51nF * 300kOhm = 15ms. Um diese Zeitkonstante beizubehalten ist ein Wert von 51nF * 300kOhm/100kOhm = 153nF erforderlich, es wird der nächstgrößere Normwert 220nF gewählt, um eine Sicherheitsreserve zu haben. Schritt 10: Dimensionierung der Entladewiderstände (R5102 und R5118) Die Entladewiderstände sollen zum Einen möglichst hochohmig sein, um die an ihnen entstehende Verlustleistung möglichst klein zu halten, zum Anderen dürfen sie auch nicht zu groß sein, damit nach einer nicht allzu langen Wartezeit nur noch eine ungefährliche Spannung über den Kondensatoren vorhanden ist. Die Spannung über dem Ladekondensator (C5105, 250uF) beträgt im Nominalfall 400V. Nach einer Minute soll eine ungefährliche Spannung von kleiner 48V erreicht werden. Zunächst muß die zur Erfüllung dieser Bedingung notwendige Zeitkonstante aus Kondensator und Entladewiderstand bestimmt werden: U = Uo * e –t/tau U/Uo = e –t/tau 48V/400V = e –60s/tau ln(48V / 400V) = -60s/tau -2,12 = -60s/tau 2,12 * tau = 60s tau = 60s / 2,12 tau = 28s tau = RC tau/C = R 28 s / 250uF = 112kOhm. Es wird der nächstliegende Normwert 100kOhm gewählt. Die Verlustleistung ist dann, bei 5% Netzüberspannung, 420V2 / 100kOhm = 1,76W. Es wird ein 2WMetallfimwiderstand mit ausreichender Spannungsfestigkeit (500V) gewählt. Diese Dimensionierung wurde auf R5118 übertragen. Schritt 11. Dimensionierung der Sicherung und des Vorwiderstandes der Anzeigelampe Der Nennwert der ausgangsseitigen Sicherung (F5101) wurde auf das praktisch 1,5-fache des maximalen Ausgangsstroms, auf 250mA festgelegt. Als Brennspannung der Anzeigelampe DS5101 wurde 60V angenommen. Es soll ein Strom von 0,5mA durch die Glimmlampe fließen. Damit ergibt sich der Vorwiderstand R5117 zu (300V – 60V) / 0,5mA = 480kOhm, es wird der nächstliegende Normwert 470kOhm gewählt. Verschiedene Details Der Wert der Gittervorwiderstände R5107 und R5108 von 1kOhm wurde ebenfalls von HewlettPackard übernommen. Der Wert des Anodenwiderstands von V5102, R5103, wurde ebenfalls von Hewlett-Packard übernommen. Seite 2- 122 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Mit R5115 und R5116 (hier nicht dargestellt) wird der V5102B speisende Heizkreis zum Massepotential hin symmetriert. Für den Gleichrichter wurden Dioden des Typs 1N5408, mit einer Sperrspannung von 1000V und einem Nennstrom von 3A ausgewählt. Der Spannungsteiler zur Erzeugung der Hilfsspannung +220V für die Nixie-Ansteuerung Der Spannungsteiler zur Erzeugung der Hilfsspannung +220V ist auf der gleichen Baugruppe wie die soeben beschriebene Schaltung untergebracht. Es wird von einem konstanten Stromfluß von 1mA aus dieser Spannung heraus ausgegangen. Damit kann man sich die angeschlossenen Verbraucher als einen Widerstand mit dem Wert 220kOhm / 1mA = 220kOhm denken. Der Querstrom durch den Spannungsteiler soll doppelt so groß sein wie der Ausgangsstrom, also 2mA. Damit ergibt sich der Wert für R5114 zu 220V / 2mA = 110kOhm. Der Wert für R5113 ergibt sich entsprechend zu (300V – 220V) / (1mA + 2mA) = 26,7kOhm, gewählt wird der nächstliegende Normwert 27kOhm. Die Testergebnisse Da der „endgültige“ Transformator zum fraglichen Zeitpunkt noch nicht vorhanden war konnte der erste Test des Netzteils nur mit einer reduzierten Eingangsspannung von 248Veff (das ist 88% des Nominalwertes von 283V) vorgenommen werden. Dennoch zeigten sich einwandfreie Ergebnisse. Es wurden die folgenden Potentiale gemessen: - Pluspol C5105: Ausgang (nach Abgleich P5101): V5102/3 Pin1: V5102 Pin2: 346V 302V 86V 81V - Also ist die Gitterspannung von V5102 81V – 86V Ug= -5V - V5102 Pin8: - Also ist die Spannung zwischen Anode und Kathode von V5102 (Pin8->Pin1): 166V,(berechnet wurde170V 252V Es zeigte sich eine praktische Unabhängigkeit der Ausgangsspannung (unbelastet) von der (variierten) Eingangsspannung: UE (vor Gleichrichter) 251,3V 276V 240V UA 300V 302V 300V Seite 2- 123 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Bei einer Eingangsspannung von 276V (vor dem Gleichrichter) wurde die Änderung der Ausgangsspannung bei wechselnder Last gemessen: RLast 8 1,99kOhm Ilast 0 151mA UA 302V 301V Die Spannung wird praktisch konstantgehalten. Der Innenwiderstand des Ausgangs der Stabilisierungsschaltung ist somit du/di = 1V / 0,15A = 6,7 Ohm Die Stabilisierungsschaltung für +300V im Testbetrieb Seite 2- 124 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Weiterhin wurde das dynamische Verhalten der Stabilisierungsschaltung untersucht. Hierbei wurde ein Lastsprung vom Leerlauf zur Vollast und von der Vollast zum Leerlauf ausgeführt. In beiden Fällen zeigte sich ein Verhalten des Regelkreises nahe dem aperiodischen Grenzfall, womit die richtige Bemessung der Kompensationselemente bestätigt wurde. Spannungsverlauf am Ausgang der Stabilisierungsschaltung für 300V bei Übergang vom Leerlauf auf Belastung mit 150mA; 0,5VDIV, AC-Kopplung. Die Ausgangsspannung sinkt kurzzeitig um 0,5V ab. Die Nachregelung erfolgt in 250ms. Der statische Regelfehler ist wegen der AC-Kopplung nicht sichtbar. Seite 2- 125 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Spannungsverlauf am Ausgang der Stabilisierungsschaltung für 300V bei Übergang von 150mA Laststrom zum Leerlauf 0,5V/DIV, AC-Kopplung. Die Ausgangsspannung steigt kurzzeitig um 0,5V an. Die Nachregelung erfolgt in 250ms. Der statische Regelfehler ist wegen der AC-Kopplung nicht sichtbar. Seite 2- 126 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung für +170V im Detail Die qualitative Betrachtung der Schaltung Die verwendete Schaltung entspricht im Wesentlichen der bereits besprochenen Schaltung für +300V. Es ergibt sich lediglich eine prinzipielle Änderung: Zum vollständigen Sperren der Längstrioden wird ein Gitterspannung in der Größenordnung von –100V benötigt. Damit muß das Potential an der Anode der ansteuernden Verstärkerröhre auf 170V (Ausgangsspannung) – 100V (Gitterspannung) = 70V absinken. Dies ist aber unmöglich, wenn das Kathodenpotential durch den als Referenz verwendeten Glimmstabilisator auf +85V festgelegt ist. Daher wird der Glimmstabilisator nun dazu verwendet, den Fußpunkt des Spannungsteilers auf –85V vorzuspannen. Die Kathode der Verstärkerröhre wird an Masse gelegt. Die Schaltung befindet sich dann im Gleichgewichtszustand, wenn das Potential am Abgriff des Spannungsteilers dem Massepotential abzüglich der sich einstellenden Gitterspannung der Verstärkerröhre entspricht. Die Äquivalenz beider Plazierungen der Referenzquelle in Bezug auf die Wirkungsweise der Schaltung wird sofort erkennbar, wenn man die Schaltung abstrakt als Operationsverstärkerschaltung darstellt. Seite 2- 127 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Kathode der Verstärkerröhre ist dabei der nichtinvertierende Eingang, denn eine Anhebung des Kathodenpotentials bewirkt eine Anhebung des Potentials des Ausgangs. Das Steuergitter der Verstärkerröhre ist hierbei der invertierende Eingang, denn eine Anhebung des Potentials des Steuergitters bewirkt ein Absinken der Ausgangsspannung. + +85V Ausgang Ausgang + - - V5303 85A2 -85V V5303 85A2 ursprüngliche Schaltung modifizierte Schaltung -85V V5303 Ausgang - 85A2 + modifizierte Schaltung, anders dargestellt Illustration der gleichen Wirkungsweise der ursprünglichen und der modifizierten Schaltung Die ursprüngliche Schaltung entspricht der bekannten Schaltung eines nichtinvertierenden Verstärkers. In der modifizierten Schaltung erkennt man sofort die bekannte Grundschaltung des invertierenden Verstärkers. Zur Bereitstellung der benötigten negativen Spannung wird die Gleichrichterschaltung mit einer Trafowicklung mit Mittelanzapfung (bei doppelter Spannung) versorgt, womit sich eine symmetrische Ausgangsspannung ergibt. Seite 2- 128 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Dimensionierung der Schaltung Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung. Lediglich die Heizkreise sind, um der besseren Übersichtlichkeit willen, weggelassen. Seite 2- 129 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS 2 2 C5204 1n 2kV + 1 C5202 1n 2kV 2 MF4 R5201 10R D5203 1N5408 D5204 1N5408 C5205 R5202 250uF/450V 100K / 2W R5213 10R -250V unstab. C5209 100uF/400V + +250V unstab. R5207 1K V5201B 6080 4 CT 1 C5203 1n 2kV 1 2 3 1 C5201 1n 2kV J5202 R5206 68R 6 5 +170V 160mA max. F5201 250mAT J5204 1 2 V5201A 6080 + + R5216 220K R5205 68R 2 3 R5215 100K / 2W DS5201 LAMP NEON 1 C5208 C5210 C5211 100uF 250V 100uF 250V 1uF 250V R5203 1M5 R5204 1K V5202A EF80 7 R5208 10K R5211 82K R5209 NB 9 C5207 0,22uF 8 P5201 3386P 10K 2 R5212 39K 1 2X 178V 160mA D5202 1N5408 1 2 D5201 1N5408 ONCILLA R5214 22K / 2W 2 V5203 C5206 10nF 85A2 1 Seite 2- 130 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 1: Betrachtung der Verhältnisse an der Längstriode 6080 Die Verhältnisse entsprechen denen der bekannten Schaltung für 300V. Die gewünschte Ausgangsspannung ist hier 170V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte Spannung von 170V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 215V an den Anoden der Längstriode 6080. Schritt 2: Betrachtung der Welligkeit der Eingangsspannung und des Ladekondesators Es ergibt sich, bei gleicher Dimensionierung wie in der 300V-Schaltung, eine Welligkeit von i * t / c = 160mA * 10ms / 250uF = 6,3V. Schritt 3: Bestimmung des minimalen Scheitelwertes der Wechselspannung Der Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden beträgt ungefähr 1,4V. Der Spannungsabfall über dem Strombegrenzungswiderstand wird, unter Annahme einer Ladezeit von ¼ einer Netzhalbwelle, mit 10 Ohm * 160mA * 4 = 6,4V abgeschätzt. Damit ergibt sich ein minimaler Scheitelwert von 215V + 6,3V + 6,4V + 1,4V ----------= 229 V minimale Spannung an den Anoden, bereits bestimmt Welligkeit Strombegrenzungswiderstand Gleichrichter Dies entspricht einem Effektivwert von 229V / 1,41 = 162V. Schritt 4: Bestimmung der nominellen Trafo-Sekundärspannung Der soeben bestimmte minimale Effektivwert von 162V soll bei einer Netzunterspannung von 10% noch anstehen. Damit ergibt sich eine nominelle Trafo-Sekundärspannung von 162V / 0,9 = 180V eff. (Aufgrund einer leicht abweichenden Betrachtung beim ursprünglichen Entwurf wurde tatsächlich 178V gewählt) Schritt 5: Betrachtung der Verhältnisse bei 5% Netzüberspannung Es ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 180V * 1,05 = 189V, der Scheitelwert ist dann 267V. Damit entsteht keine Überspannung am Ladekondensator, der eine Nennspannung von 450V aufweist. Die Anodenverlustleistung der 6080 (Summe beider Systeme) ist dann nicht größer als (267V – 170V) * 160mA = 15,5W. Das Datenblatt gibt eine maximale Verlustleistung von 13W pro Anode, also 26W für beide Systeme gemeinsam, an, die hier bei weitem nicht erreicht wird. Schritt 6: Bestimmung des Vorwiderstandes für den Glimmstabilisator (R5214) Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Der Strom durch den Spannungsteiler wird nach noch folgender Definition, entsprechend der 300V-Schaltung, 2mA betragen. Damit ist ein Stromfluß von 8mA durch R5314 notwendig. Die nominelle Brennspannung ist 85V. Die nominelle negative Versorgungsspannung ist 180V * 1,41 = 254V. Damit ergibt sich ein Wert für R5214 von (254V – 85V) / 8mA = 21kOhm, es wird der Normwert 22kOhm gewählt. Die Verlustleistung an R5214 ist 1,3W. Seite 2- 131 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 7: Bestimmung der Spannungsteilerwiderstände für die Schirmgitterversorgung von V5102 Die Schirmgitterspannung von V5102 (EF80) soll, entsprechend der „typical operating characteristics“ im Datenblatt 170V betragen. Damit muss das Schirmgitter auf einem Potential von +170V liegen. Dies entspricht der vorhandenen Ausgangsspannung, so daß der „untere“ Widerstand des Spannungsteilers, R5209, nicht bestückt wird. Der „obere“ Widerstand, R5208, erhält den Wert 10kOhm, damit der bei einer Fehlersituation in den Schirmgitteranschluß fließende Strom begrenzt ist. Schritt 8: Dimensionierung des Spannungsteilers zur Rückführung der Ausgangsspannung Entsprechend der 300V-Schaltung wird ein Einstellbereich von +/-10V festgelegt. Der Wert von P5201 wird wiederum auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben erfolgten Definition des Einstellbereichs liegt über P5201 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein Strom von 20V/10kOhm = 2mA durch P5201 und auch durch R5211 und durch R5212. Wenn sich P5201 in der Mittelstellung befindet und eine Spannung von 170V an den Spannungsteiler angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5201 eine Spannung von 0V gegen Masse einstellen. Damit liegt über R5212 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an. Der Wert von R5212 ist somit 75V / 2mA = 37,5kOhm, es wird der Normwert 39kOhm gewählt. Unter den soeben formulierten Bedingungen ergibt sich ein Potential von 0V + 10V = 10V am „oberen Anschluß“ von P5201. Damit liegt über R5211 eine Spannung von 170V – 10V =160V an. Der Wert von R5211 ist somit 160V / 2mA = 80kOhm, es wird der Normwert 82kOhm gewählt. Schritt 9: Dimensionierung der Ausgangskondensatoren und des Kompensationskondensators Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren. Schritt 10: Dimensionierung der Entladewiderstände (R5102 und R5118) Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren. Schritt 11. Dimensionierung der Sicherung und des Vorwiderstandes der Anzeigelampe Der Nennwert der ausgangsseitigen Sicherung (F5101) wurde auf das praktisch 1,5-fache des maximalen Ausgangsstroms, auf 250mA festgelegt. Als Brennspannung der Anzeigelampe DS5101 wurde 60V angenommen. Es soll ein Strom von 0,5mA durch die Glimmlampe fließen. Damit ergibt sich der Vorwiderstand R5117 zu (170V – 60V) / 0,5mA = 220kOhm. Seite 2- 132 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Testergebnisse Das statische und dynamische Verhalten der Schaltung wurde auf die gleiche Weise, wie bereits bei der 300V-Schaltung geschehen überprüft, es ergaben sich identische Ergebnisse bezüglich des statischen und dynamischen Regelverhaltens. Seite 2- 133 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung für -130V im Detail Die qualitative Betrachtung der Schaltung Die Schaltung für –130V entspricht fast vollständig der bereits besprochenen Schaltung für +170V. Sie ist lediglich anders herum gepolt, der Ausgang der Stabilisierungsschaltung ist mit der Systemmasse verbunden, die Masse der Netzteilschaltung ist dann der –130V-Ausgang. Ein zusätzlicher Ausgang stellt eine ungeregelte Spannung von nominell –330V zur Verfügung, diese wird zum Erzeugen der manuellen Reset- und Presetimpulse für die Zählstufen benötigt. Die Dimensionierung der Schaltung Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung. Lediglich die Heizkreise sind, um der besseren Übersichtlichkeit willen, weggelassen. Seite 2- 134 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS 2 2X 148V 160mA CT 2 2 C5303 1n 2kV 1 C5301 1n 2kV 1 2 3 4 1 J5302 MF4 D5302 1N5408 1 D5301 1N5408 ONCILLA C5304 1n 2kV + C5305 250uF/250V R5302 100K / 2W 1 2 C5302 1n 2kV R5301 10R D5303 1N5408 D5304 1N5408 R5313 -330V für Reset/Preset-Schalter 10R J5901 MF2 1 2 C5309 + 100uF/400V V5301B 6080 4 R5307 1K R5306 68R 5 6 V5301A 6080 R5316 220K R5305 68R 2 3 DS5301 LAMP NEON + 1 + R5303 1M5 R5304 1K C5308 C5310 C5311 R5315 100uF 250V 100uF 250V 1uF 250V 100K / 2W V5302A EF80 7 R5308 10K R5309 NB 9 R5311 56K C5307 0.33uF 8 P5301 2 3386P 10K 1 R5312 39K R5314 15K / 2W 2 V5303 85A2 1 C5306 10nF -130V 160mA max. F5301 250mAT J5304 MF2 1 2 Seite 2- 135 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA In der folgenden Betrachtung sind alle Potentiale auf die Masse der Netzteilschaltung selbst, nicht die Systemmasse bezogen. Schritt 1: Betrachtung der Verhältnisse an der Längstriode 6080 Die Verhältnisse entsprechen denen der bekannten Schaltung für 300V. Die gewünschte Ausgangsspannung ist hier 130V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte Spannung von 130V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 175V an den Anoden der Längstriode 6080. Schritt 2: Betrachtung der Welligkeit der Eingangsspannung und des Ladekondesators Es ergibt sich, bei gleicher Dimensionierung wie in der 300V-Schaltung, eine Welligkeit von i * t / c = 160mA * 10ms / 250uF = 6,3V. Schritt 3: Bestimmung des minimalen Scheitelwertes der Wechselspannung Der Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden beträgt ungefähr 1,4V. Der Spannungsabfall über dem Strombegrenzungswiderstand wird, unter Annahme einer Ladezeit von ¼ einer Netzhalbwelle, mit 10 Ohm * 160mA * 4 = 6,4V abgeschätzt. Damit ergibt sich ein minimaler Scheitelwert von 175V + 6,3V + 6,4V + 1,4V ----------= 189 V minimale Spannung an den Anoden, bereits bestimmt Welligkeit Strombegrenzungswiderstand Gleichrichter Dies entspricht einem Effektivwert von 189V / 1,41 = 134V. Schritt 4: Bestimmung der nominellen Trafo-Sekundärspannung Der soeben bestimmte minimale Effektivwert von 134V soll bei einer Netzunterspannung von 10% noch anstehen. Damit ergibt sich eine nominelle Trafo-Sekundärspannung von 134V / 0,9 = 148V eff. Schritt 5: Betrachtung der Verhältnisse bei 5% Netzüberspannung Es ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 148V * 1,05 = 155V, der Scheitelwert ist dann 220V. Damit entsteht keine Überspannung am Ladekondensator, der eine Nennspannung von 250V aufweist. Die Anodenverlustleistung der 6080 (Summe beider Systeme) ist dann nicht größer als (220V – 130V) * 160mA = 14,4W. Das Datenblatt gibt eine maximale Verlustleistung von 13W pro Anode, also 26W für beide Systeme gemeinsam, an, die hier bei weitem nicht erreicht wird. Schritt 6: Bestimmung des Vorwiderstandes für den Glimmstabilisator (R5214) Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Der Strom durch den Spannungsteiler wird nach noch folgender Definition, entsprechend der 300V-Schaltung, 2mA betragen. Damit ist ein Stromfluß von 8mA durch R5314 notwendig. Die nominelle Brennspannung ist 85V. Die nominelle negative Versorgungsspannung ist 148V * 1,41 = 209V. Damit ergibt sich ein Wert für R5314 von (209V – 85V) / 8mA = 15,5 kOhm, es wird der Normwert 15kOhm gewählt. Die Verlustleistung an R5214 ist 1,0W. Seite 2- 136 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 7: Bestimmung der Spannungsteilerwiderstände für die Schirmgitterversorgung von V5102 Die Schirmgitterspannung von V5102 (EF80) soll, entsprechend der „typical operating characteristics“ im Datenblatt 170V betragen. Damit müsste das Schirmgitter auf einem Potential von +170V liegen. Aufgrund der hier geringeren Ausgangsspannung von 130V ist dies nicht möglich. Daher wurde die Entscheidung getroffen, das Schirmgitterpotential auf 130V herabzusetzen. Der „untere“ Widerstand des Spannungsteilers, R5309, wird nicht bestückt. Der „obere“ Widerstand, R5308, erhält den Wert 10kOhm, damit der bei einer Fehlersituation in den Schirmgitteranschluß fließende Strom begrenzt ist. Schritt 8: Dimensionierung des Spannungsteilers zur Rückführung der Ausgangsspannung Entsprechend der 300V-Schaltung wird ein Einstellbereich von +/-10V festgelegt. Der Wert von P5301 wird wiederum auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben erfolgten Definition des Einstellbereichs liegt über P5301 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein Strom von 20V/10kOhm = 2mA durch P5301 und auch durch R5311 und durch R5312. Wenn sich P5301 in der Mittelstellung befindet und eine Spannung von 130V an den Spannungsteiler angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5301 eine Spannung von 0V gegen Masse einstellen. Damit liegt über R5212 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an. Der Wert von R5312 ist somit 75V / 2mA = 37,5kOhm, es wird der Normwert 39kOhm gewählt. Unter den soeben formulierten Bedingungen ergibt sich ein Potential von 0V + 10V = 10V am „oberen Anschluß“ von P3201. Damit liegt über R5311 eine Spannung von 130V – 10V =120V an. Der Wert von R5311 ist somit 120V / 2mA = 60kOhm, es wird der Normwert 56kOhm gewählt. Schritt 9: Dimensionierung der Ausgangskondensatoren und des Kompensationskondensators Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren. Zum Erhalt der Zeitkonstante wird C5307 auf 330nF erhöht, da sich R5311 gegenüber der 300V-Schaltung deutlich reduziert hat. Schritt 10: Dimensionierung der Entladewiderstände (R5102 und R5118) Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren. Schritt 11. Dimensionierung der Sicherung und des Vorwiderstandes der Anzeigelampe Der Nennwert der ausgangsseitigen Sicherung (F5101) wurde auf das praktisch 1,5-fache des maximalen Ausgangsstroms, auf 250mA festgelegt. Als Brennspannung der Anzeigelampe DS5101 wurde 60V angenommen. Es soll ein Strom von 0,5mA durch die Glimmlampe fließen. Damit ergibt sich der Vorwiderstand R5117 zu (130V – 60V) / 0,5mA = 140kOhm. Es wurde der Normwert 100kOhm gewählt. Seite 2- 137 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Testergebnisse Das statische und dynamische Verhalten der Schaltung wurde auf die gleiche Weise, wie bereits bei der 300V-Schaltung und der –170V-Schaltung geschehen überprüft, es ergaben sich identische Ergebnisse bezüglich des statischen und dynamischen Regelverhaltens. Seite 2- 138 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Schaltung für +28V im Detail Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt mit den Zenerdioden D5404 und D5406. Die nominelle Zenerspannung beträgt 12V + 15V = 27V, damit wird die gewünschte Spannung von 28B hinreichend genau angenähert. D5401 D5402 1N4007 1N4007 33V 15mA J5401 MF2 C5401 1n 100V C5403 1n 100V C5402 1n 100V C5404 1n 100V 1 2 R5401 10R/1W + C5405 100uF 63V R5402 1K J5402 MF2 +28V D5403 D5404 1N4007 1N4007 1 2 D5405 12V 500mW D5406 15V 500mW Die Schaltung des +28V-Ausgangs Im Folgenden wird die Dimensionierung der Schaltung beschrieben Schritt 1: Festlegung des Querstroms , der Eingangsspannung und des Vorwiderstandes Der nominelle Ausgangsstrom ist 10mA. Durch die Zenerdioden soll ein Querstrom von 50% des nominellen Ausgangsstroms fließen, das ist 5mA. Damit ergibt sich ein Stromfluß von 10mA + 5mA = 15mA durch den Vorwiderstand R5402. Im Interesse einer nicht zu großen Abhängigkeit der Verlustleistung in den Zenerdioden von der Eingangsspannung wird ein Spannungsabfall von 15V über diesem festgelegt. Damit ergibt sich der maximale Wert des Vorwiderstands zu 15V / 15mA = 1kOhm, dieser Wert wird auch verwendet. Aus der vorangegangenen Festlegung ergibt sich eine benötigte Eingangsspannung von 27V + 15V = 42V. Im Leerlauf steigt die Verlustleistung der Zenerdioden (beide Dioden gemeinsam betrachtet) auf bis zu 15mA * 27V = 0,4W an. Dies ist unbedenklich. Schritt 2: Festlegung des Ladekondensators Der Ladekondensator, C5405, wird so ausgelegt daß sich eine Welligkeit von 2V ergibt: C = 10mS * 15mA / 2V = 75uF. Es wird der nächstgrößere Normwert 100uF gewählt. Mit R5401 wird der Ladestrom im Moment des Einschaltens begrenzt, der Wert 10Ohm ist ein Erfahrungswert. Seite 2- 139 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Schritt 3: Festlegung der Trafo-Sekundärspannung Der Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden beträgt ungefähr 1,4V. Der Spannungsabfall über dem Strombegrenzungswiderstand wird, unter Annahme einer Ladezeit von ¼ einer Netzhalbwelle, mit 10 Ohm * 15mA * 4 = 0,6V abgeschätzt. Damit ergibt sich ein minimaler Scheitelwert von 42V + 2V + 0,6V + 1,4V ----------= 46V minimale Eingangsspannung, bereits bestimmt Welligkeit Strombegrenzungswiderstand Gleichrichter Dies entspricht einem Effektivwert von 46V / 1,41 = 33V. Aufgrund der in der Schaltung vorhanden Reserven wurde auf die Berücksichtigung von Netzspannungsabweichungen verzichtet. Seite 2- 140 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Auslegung der Netztransformatoren Aus praktischen Gründen, insbesondere wegen der großen Zahl der Anschlüsse, wurde eine Aufteilung der benötigten Sekundärwicklungen auf zwei Netztransformatoren mit dem Kern M102b vorgenommen. Ein Kern M102b kann bis zu 240W übertragen. Die verschiedenen Sekundärwicklungen wurden so aufgeteilt, daß aus beiden Trafos eine ungefähr gleiche Leistung, 210W und 216W, entnommen wird und daß die maximal mögliche Zahl der Anschlüsse bei keinem Trafo überschritten wird. Die Trafos wurden von der Firma HB-Ampdesign als kundenspezifische Sonderanfertigung hergestellt. Die folgende Abbildung zeigt die abschließende Ausführung der Trafos. Trafo 1 Trafo 2 M102b M102b 6,3V / 10A 63W Heizkreis allgemein 6,3V / 10A 63W Heizkreis allgemein 6,3V / 10A 63W Heizkreis allgemein 6,3V / 2,6A 16W Heizkreis 6080 potentialfrei 283V / 0,16A 46W für +300V 6,3V / 2,6A 16W Heizkreis 6080 potentialfrei für +170V 230V PRI 230V PRI 186V / 0,16A für -130V 30W 148V / 0,16A 186V / 0,16A 24W 148V / 0,16A 33V / 15mA 210V / 10mA Zweiweggleichrichtung Leistung wird immer nur aus einer Wicklung entnommen Zweiweggleichrichtung Leistung wird immer nur aus einer Wicklung entnommen 0,5W 2,1W 6,3V / 2,6A 16W Heizkreis 6080 potentialfrei 6,3V / 10A 63W Heizkreis allgemein 6,3V / 5A 32W Heizkreis allgemein für +28V Für Schwingkreis Zeitbasis 216W 210W Die abschließende Ausführung der Trafos Seite 2- 141 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der Gesamtaufbau Der Aufbau der Uhr wurde an die Verhältnisse auf einem Messestand angepaßt. Auf einem Messestand ist waagrechte Fläche ein besonders knappes Gut. Daher wurde die Uhr senkrechtstehend aufgebaut. Zudem ist eine senkrechtstehende Uhr besser von der Ferne zu erkennen und man schließt von vornherein die Gefahr aus, daß etwas auf der, viel Wärme abgebenden, Uhr abgestellt wird. Weiterhin war eine absolute Sichtbarkeit des Inneren wichtig, um die verwendete Schaltungstechnik sichtbar zu machen, aber auch um von vornherein dem Verdacht zu begegnen, im Inneren der Uhr sei einen Chip versteckt, der im Hintergrund die Funktion der Uhr ausführt. Daher wurde die Rückseite der Uhr komplett mit durchsichtigem Plexiglas abgedeckt. Nicht zuletzt mußte auch die elektrische Sicherheit bedacht werden. Weiterhin mußte vermieden werden, daß die Röhren direkt zugänglich sind, um ein mögliches Herausziehen von Röhren durch Messebesucher zu vermeiden. Gleichzeitig sollte ein offener, klarer, transparenter Eindruck der Uhr entstehen. Dieser Widerspruch wurde durch eine Vergrößerung des Gehäuses und der Abdeckungen aufgelöst, so daß ein Abstand der Röhren von der Gehäusekante von ungefähr einer Handbreite gegeben ist. Das Kippen der Uhr wird dadurch vermieden, daß schwere Bauteile, wie die Netztransformatoren, tiefliegend angebracht sind. Über dem Gehäuse befindet sich ein abnehm- und austauschbares Werbebanner. Die folgenden Bilder geben einige Eindrücke von der fertiggestellten Uhr. Seite 2- 142 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die ONCILLA-Uhr von vorne gesehen Foto: Ekkehard Nitschke Seite 2- 143 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Detailansicht der Frontseite Foto: Ekkehard Nitschke Seite 2- 144 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Ansicht von der Rückseite Seite 2- 145 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Besonderheiten bezüglich Projektablauf und Projektplanung Die Messe „Embedded World“ begann am 26.02.2008. Damit war ein unverrückbarer Termin vorgegeben, zudem eine zuverlässig arbeitende und optisch perfekte Uhr bereitstehen mußte. Hierdurch waren besondere Anforderungen an die Projektplanung und den Projektablauf gestellt. Insbesondere war zu berücksichtigen, daß der Bau eines geeigneten Gehäuses, als Einzelanfertigung durch einen Mechanikermeister, 4 Wochen benötigt und ungefähr 3000 EUR kostet. Da es sich um ein Ausstellungsstück handelt, wären nachträglichen Modifikationen und Änderungen sehr aufwendig bis unmöglich. Das bedeutete, daß bis zur Fertigungsfreigabe für das Gehäuse die zuverlässige Funktion der Uhr durch praktische Erprobung sichergestellt sein mußte. Zu Beginn des Semesters wurde daher zunächst der folgende Terminplan aufgestellt: Seite 2- 146 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Erster Termin 15.10 KW42 22.10 29.10 KW44 5.11 KW45 Theorie, Schaltungsentwurf KW43 12.11 KW46 Schaltung muss "stehen" Layout 19.11 KW47 Layouts müssen raus 26.11 3.12 Konstruktion Chassis KW49 10.12 KW50 Lieferzeit Leiterplatten KW48 24.12 KW52 Bestückung/ Test KW51 Intensivarbeitsphase möglich 17.12 Schaltung muß abschließend "stehen", getestet sein 31.12 7.01 14.01 KW03 21.01 KW04 28.01 Bau/Test weiterer Leiterplatten und Kabelbäume KW02 Lieferzeit Chassis Modifikation Chassis KW01 KW05 Endmontage 4.02 KW06 18.02 KW08 23.02 Reservepuffer, Prüfungen, Klausuren 11.02 KW07 Einpacken Messe Der Terminplan, wie er zu Beginn des Semesters aufgestellt wurde Seite 2- 147 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Dieser Terminplan konnte dann tatsächlich fast taggenau eingehalten werden. Die Firma WürthElektronik kam uns sehr entgegen, indem die Leiterplatten bereits nach 5 Arbeitstagen geliefert wurden. So konnten noch vor Weihnachten die Netzteile und die Zeitbasis erfolgreich in Betrieb genommen werden. Inbetriebnahme des Netzteils und der Zeitbasis Seite 2- 148 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die glühenden Röhren der Zählstufen sorgten für eine weihnachtliche Stimmung während der Intensivarbeitsphase Foto: Jakob Lexow Seite 2- 149 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Wie bereits beschrieben hat dann jedoch die Sicherstellung der Zuverlässigkeit der Zählstufen erheblich mehr Zeit benötigt, als ursprünglich geplant war. Die Intensivarbeitswoche zwischen Weihnachten und Silvester 2007 wurde nahezu vollständig dazu benötigt. Der Gesamtaufbau der Uhr, noch ohne Gehäuse Am Nachmittag des 31.12.2007 konnte dann jedoch das zuverlässige Arbeiten der Uhr abschließend festgestellt werden. Damit konnte die Fertigung des Gehäuses pünktlich am ersten Arbeitstag des Mechanikermeisters, Herrn Bahll von der Firma Feinmechanik Willi Müller, dem 7.01.2008 beginnen. Seite 2- 150 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Der abschließende, erfolgreiche Test der fertiggestellten Uhrenschaltung, noch ohne Gehäuse Seite 2- 151 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Die Endmontage erfolgte planmäßig in der ersten Februarwoche 2008, anschließend arbeitete die Uhr ohne Beanstandungen im Dauer- Testbetrieb. Der Einsatz auf der Messe verlief reibungslos. Die Inbetriebnahme der Uhr am Messestand verlief reibungslos Foto: X-Spex GmbH Seit dem Einsatz auf der Messe ist die Uhr im täglichen Betrieb, selbstverständlich mit Ökostrom. Bis zum Zeitpunkt der Abfassung dieses Berichts (September 2008) ist lediglich eine einzige Röhre im Decoder, durch Kurzschluß zwischen Anode und Kathode im Moment des Einschaltens der Uhr, ausgefallen. Seite 2- 152 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Zur Risikominimierung wurden einige spezielle technische Maßnahmen vorgesehen, die dann tatsächlich auch benötigt wurden: Auf allen Leiterplatten wurden unbeschaltetete Layoutpatterns für Röhrenfassungen und Lochrasterfelder vorgesehen. Stützpunkte für Nachverdrahtung Seite 2- 153 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Passend zu den unbeschalteten Layoutpatterns für die Röhrenfassungen wurden im Gehäuse Blinddurchbrüche vorgesehen, die mit Aluminiumplartten abgedeckt sind. Blinddurchbrüche für Röhren im Gehäuse Ausschnitt aus Foto von: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie Damit besteht die Möglichkeit, Schaltungsteile, deren Notwendigkeit sich vielleicht erst nachträglich herausgestellt hätte, ohne „optische Einbuße“ nachzurüsten. Weiterhin wurden auch Freiflächen und größere, rechteckige Blinddurchbrüche vorgesehen, um auch größere nachträgliche Änderungen zu ermöglichen Seite 2- 154 Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS ONCILLA Blinddurchbrüche für Zusatzbaugruppen im Gehäuse Ausschnitt aus Foto von: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie Die zusätzlich benötigten Schaltungsteile wurden dann „dreidimensional“ von Hand verdrahtet. Nachträglich hinzugefügter Schaltungsteil Seite 2- 155