GADD - The Music! Abschlussbericht

Transcrição

Technische Universität Berlin
Fakultät IV - Elektrotechnik und Informatik
Institut für Energie- und Automatisierungstechnik
Fachgebiet Hochspannungstechnik
Wintersemester 2009/2010
GADD - The Music!
Abschlussbericht
2. Februar 2010
Betreuer:
Daniel Triebs
Stefan Seifert
Kerstin Trubel
Michael Schlüter
Sven Backhove
Stefan Straube
Erik Liebig
Inna Kübler
Ulrich Pötter
Paul Haase
Vorwort
Das Projektlabor im 4. Semester des Elektrotechnikstudiums an der Technischen Universität Berlin soll uns Studierenden eine Möglichkeit geben, praktische Erfahrungen im
Studium zu sammeln. Unsere Ideen, die wir während des Labors haben, können wir mit
Hilfe unseres bis dahin erarbeiteten Wissen in die Tat umsetzen.
Das Projektlabor soll auch dazu genutzt werden, zusammen in einer gros̈en Gruppe gemeinsam an einem Projekt zu arbeiten und die damit zusammenhängenden Probleme, die
in der Gruppe immer wieder auftauchen, zu bewerkstelligen.
Auch dieses Semester gab es wieder viele innovative Projektideen, wie beispielsweise eine
Wetterstation oder einen modernen Wecker mit integriertem W-LAN. Doch dieses Semester machten wir es uns zur Aufgabe ein Musikinstrument zu bauen. Zuerst war die
Rede von einem Synthesizer oder einer Groove-Box. Doch kurzerhand entschieden wir uns
dafür beides in einem einzigen Modul zu realisieren. Uns war klar, dass dies keine leichte
Aufgabe werden würde, doch wir stellten uns der Hürde. Jeder im Kurs konnte es kaum
abwarten, bald selbst kreierte Sounds aus seiner Schaltung erklingen zu lassen.
Es war sehr naheliegend die Gruppen so aufzuteilen, dass sich jeweils eine Gruppe einzeln
mit dem Synthesizer, mit der Drum-Box, mit dem Mischer und der Endstufe im Laufe
des Semesters beschäftigen würde.
Die Gefahr lag nun ganz klar darin, dass es bei Problemen mit dem Synthesizer und/oder
der Drum-Box keine Beschäftigung für die anderen beiden Gruppen gab, da diese quasi
von den Signalgeber-Gruppen abhängig waren. Doch letztendlich haben wir uns trotzdem
auf das Projekt GADD - The Music! gestürzt und uns sehr gefreut, als die ersten Klänge
aus den Lautsprechern zu hören waren.
3
Inhaltsverzeichnis
1 Was kann man damit machen?
1.0.1 Bedienungsanleitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2 Komponenten
2.1 Drum-Modul . . . . . . . . . . . . .
2.1.1 Rauschen . . . . . . . . . . .
2.1.2 Filter . . . . . . . . . . . . . .
2.1.3 VCA Gruppe 1 . . . . . . . .
2.1.4 Abklingende Sinusschwingung
2.1.5 Trigger . . . . . . . . . . . . .
2.1.6 Monoflop . . . . . . . . . . .
2.1.7 AR-Hüllkurvengenerator . . .
2.1.8 Mixer . . . . . . . . . . . . .
2.2 Synthesizer-Modul . . . . . . . . . .
2.2.1 Filter . . . . . . . . . . . . . .
2.2.2 LFO . . . . . . . . . . . . . .
2.2.3 LFO-Sym . . . . . . . . . . .
2.2.4 S/H-LFO*-Sum . . . . . . . .
2.2.5 ADSR . . . . . . . . . . . . .
2.2.6 VCA Gruppe 2 . . . . . . . .
2.2.7 VCO . . . . . . . . . . . . . .
2.2.8 VCO-Sub . . . . . . . . . . .
2.2.9 Tastatur . . . . . . . . . . . .
2.2.10 PWM . . . . . . . . . . . . .
2.3 Mixer-Modul . . . . . . . . . . . . .
2.3.1 Mischer . . . . . . . . . . . .
2.3.2 Lautstärke-Balance . . . . . .
2.4 Pegelanzeige . . . . . . . . . . . . . .
2.4.1 Beschreibung . . . . . . . . .
2.4.2 Schnittstellen . . . . . . . . .
2.4.3 Schaltplan . . . . . . . . . . .
2.4.4 Dimensionierung . . . . . . .
2.4.5 Kalibrierung . . . . . . . . . .
2.4.6 Mikrofon-Vorverstärker . . . .
2.4.7 CLIP . . . . . . . . . . . . . .
2.4.8 Netzteil . . . . . . . . . . . .
2.5 Endstufen-Modul . . . . . . . . . . .
2.5.1 Endstufe . . . . . . . . . . . .
2.6 Ausgabe-Modul . . . . . . . . . . . .
2.6.1 Anzeige . . . . . . . . . . . .
2.6.2 Filter zur Frequenzanalyse . .
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3 Anhang
104
3.1 Layouts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104
3.2 Quellenverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105
3.3 Datenblätter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106
4
Abbildungsverzeichnis
1
2
3
4
5
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Frontplatte - Gadd The Music . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Blockschaltbild des Drum-Moduls . . . . . . . . . . . . . . . .
Schematic Rauschgenerator . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan des Rauschfilters . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Frequenzgang des Filters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan VCA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Transistor- und Ausgangs-Differenzverstärker . . . . . . . . . .
Inverter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
VCA-Simulation Schaltplan . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Korrekt eingestellter VCA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
falsch eingestellter VCA, Offset zu gros̈ . . . . . . . . . . . . .
falsch eingestellter VCA, Offset zu klein . . . . . . . . . . . .
falsch eingestellter VCA, input bias current nicht kompensiert
falsch eingestellter VCA, Eingangs-Spannung zu hoch . . . . .
Frequenz und Phasenplot des Netzwerkes . . . . . . . . . . . .
Schaltplan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan für die Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Signal am Ausgang der Schaltung für langes Decay . . . . . .
Signal am Ausgang der Schaltung für kurzes Decay . . . . . .
Triggerschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schlieen des Tasters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Triggerung des Piezoelements . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan des Monoflops . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Erzeugter Impuls . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Blockdiagramm des TLC555 . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltung des AR-Hüllkurvengenrators . . . . . . . . . . . . .
Hüllkurve mit minimaler Attack- und maximaler Release-Zeit
Hüllkurve mit mittlerer Attack- und Release-Zeit . . . . . . .
Hüllkurve mit maximaler Attack- und minimaler Release-Zeit
Schaltplan: Mixer für Oszillator und VCA-Ausgang . . . . . .
Ivertierender Verstrker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Mixer Simulation, LTSpice . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
VCA: 50%, Oszillator 50% . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
VCA: 20%, Oszillator 80% . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
VCA: 80%, Oszillator 20% . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Blockschaltbild des Synthesizers . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan des Filtermoduls . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation für fg = 50Hz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation für fg = 5kHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan LFO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation mit R555 = 3, 9Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation mit R555 = 0Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
LFO-Sym . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
LS/H-LFO*-Sum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
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ADSR - Schaltplan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation Eingangsschaltung 1 . . . . . . . . . . . . .
Simulation Kurvenschar Attackphase . . . . . . . . . .
Simulation Kurvenschar Decayphase . . . . . . . . . .
Simulation Kurvenschar Sustainphase . . . . . . . . . .
Simulation Kurvenschar Releasephase . . . . . . . . . .
Simulation Hüllkurve . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan VCA2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan des VCO . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulationsergebnisse des VCO . . . . . . . . . . . . .
VCO-Sub . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
VCO-Sub . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tastaturschaltplan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan des Pulsweiten-Modulators . . . . . . . . . .
gesamter Schaltplan des Mischers . . . . . . . . . . . .
Schaltung a (mono-stereo) . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltung b (stereo-stereo) . . . . . . . . . . . . . . . .
Eingangssignale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausgangssignale1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Auxkanal mit Stecker . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Pinbelegung Platine1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Pinbelegung Platine2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltung zur Erzeugung der Pegelanzeige . . . . . . .
Anschluss der LEDs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Mikrofon-Vorverstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Beispielsimulation der Schaltung aus Abb. 77 . . . . .
CLIP - Justierung des LINE-Pegels . . . . . . . . . . .
Schaltung unseres Netzteiles . . . . . . . . . . . . . . .
Die Ausgangsspannung laut Simulation mit PSPICE .
Blockschaltbild . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diodenbrückenschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . .
Spannungsverlauf nach der Gleichrichtung . . . . . . .
Glättung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Spannungsverlauf nach der Glättung . . . . . . . . . .
RC-Glied . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Festspannungsregler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Beschaltung eines Spannungsreglers . . . . . . . . . . .
Schaltplan Vorverstärker . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan Gegentaktendstufe . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan der kompletten Endstufe . . . . . . . . . . .
Eingangs- und Ausgangsspannung des 1.OPV . . . . .
Spannungsmessung am Ausgang des Impedanzwandlers
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131
132
Simulation von Eingangs- und Ausgangsspannung der Endstufe .
Eingangsstrom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausgangsstrom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Eingangs- und Ausgangsstrom im Vergleich . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan der Anzeige . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ausschnitt der Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation bei 1 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Simulation bei 2 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schaltplan der Kompletten Filter-Schaltung . . . . . . . . . . . .
mehrfach gegengekoppelter Bandpass . . . . . . . . . . . . . . . .
Amplitudengang des Filters mit fm = 156Hz (Band 2) . . . . . .
Amplitudengang dreier Filters mit fm = 39.5Hz, 156Hz, 624.5Hz
Fertige Platine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe1 Layout Drum Modul Leiterseite . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe1 Layout Drum Modul Bestückungsseite . . . . . . . . . .
Gruppe1 Layout Drum Modul Bestückungsdruck . . . . . . . . .
Gruppe2 Layout ADSR VCA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe2 ADSR VCA Bestückungsdruck . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe2 Layout Tastatur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe2 Tastatur Bestückungsdruck . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe2 VCO Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe2 VCO Bestückungsdruck . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Layout Platine1 Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Layout Platine1 Bestückungsseite . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Platine1 Bestueckungsplan . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Layout Platine2 Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Platine2 Bestückungsplan . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Layout Netzteil Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe3 Netzteil Bestückungsplan . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout Endstufe Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Endstufe Bestückungsdruck . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout Filter Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout Filter Bestückungsseite . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Filter Bestückungsdruck . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout Logik Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout Logik Bestückungsseite . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout LED Leiterseite . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Gruppe4 Layout LED Bestückungsseite . . . . . . . . . . . . . . .
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7
1 WAS KANN MAN DAMIT MACHEN?
1 Was kann man damit machen?
1.0.1 Bedienungsanleitung
Synthesizer
Der Synthesizer kann mittels der externen Tastatur aktiviert werden. Die Tasten sind so
wie auf einem Keyboard angeordnet und entsprechen den zugehörigen Noten. Mit dem
LFO (Low-Frequenz-Oszillator) kann ein Dreiecksignal erzeugt werden. über den Regler
kann man die Frequenz des LFO einstellen. Wenn der Schalter Vibrato aktiv ist, wird der
Klang je nach eingestellter Intensivität entsprechend vibrieren.
Am Pult kann man dann die gewünschte Signalart auswählen, wo Dreieck- und Rechteckschwingung zu Auswahl stehen. Der PW-Regler ändert die Pulsweite (also die Breite
eines Zustandes). Mit der PWM ls̈sst sich dann auch die Pulsweitenmodulation einstellen.
Je nach oben genannter Auswahl wird ein entsprechendes Signal auf den Ausgang geben.
Mit dem Filterschalter kann zwischen einem Hochpass (HP), einem Bandpass (BP), einem
Tiefpass (TP) sowie einem Allpass (AP) gewählt werden. Mit dem Druck einer Taste auf
der Tastatur wird die Hüllkurve in ADSR-Form gestartet. Über die jeweiligen Regler lassen sich die Attack-, Decay- und Releasezeiten,sowie auch der Sustainpegel einstellen. Mit
den verschiedenen Phasen lassen sich so die Tne in Form der ADSR-Hüllkurve abspielen.
Drum
Oben rechts auf dem Pult befindet sich ein Pad um das Schlagzeug zu betätigen. Im
Drumbereich unten links können verschiedene Signale wie Bassdrum, Snare und Hihat eingestellt werden. Für jeden Signaltyp kann eine Hllkurve (Envelope) in Form einer Attackund Releasephase verändert werden. Aus̈erdem besitzt jeder Signaltyp sein eigenes Rauschen, dass vom Klang her mittels Decay und Pitch verändert, sowie von der Stärke mittels
Voice eingestellt werden kann, so dass jedes Schlaginstrument individuell betätigt werden
kann. Zusätzlich kann noch die Intensivität der einzelnen Signale verändert werden.
Mixer
Im Mixerbereich kann die Überlagerung der sowie die Balance der verschiedenen Module
verändert werden. Beispielsweise kann so auf die Linke Box ein Drumsignal, sowie auf
die Rechte Box ein Synthesizersignal geleitet werden. Die Signale können einzeln in der
Lautstärke variiert werden. Zusätzlich ist oben links auf dem Pult ein Masterlautstarkeregler zu finden. Wenn externe Gerte über den Mikrophon-, LineIn- oder Aux-Eingang
angeschlossen werden, kann für diese ebenfalls jeweils die Lautstrke angepasst werden. Die
Anschlüsse für externe Gerte befinden sich ebenfalls auf dem Pult. Die drei Drumsignale,
das Mikrofon Signal und das Synthesizer Signal verfügen über jeweils ein Potentiometer
zur Lautstärke Einstellung und zur Balance Einstellung. Dreht man das Lautstärke Potentiometer auf null, wird der entsprechende Kanal abgeregelt, dreht man es voll auf, wird
er maximal verstärkt. Das Balance-Potentiometer lässt in Mittelstellung beide Kanäle
gleichmı̈g durch, und in den beiden Extremstellung, jeweils nur den linken beziehungsweise rechten Kanal.
Das AUX-Signal hat dieselbe Balanceregelung, jedoch sind beide AUX-Kanäle mit einem
Stereo-Potentiometer verbunden, sodass man beide Kanäle gleichzeitig aufdreht oder herunterregelt.
Mithilfe der 10-stufigen LED-Pegelanzeige lässt sich erkennen, ob das AUX-Signal an
8
1 WAS KANN MAN DAMIT MACHEN?
Lautstärke verändert werden sollte. Sobald die gelbe LED zu leuchten beginnt, wird die
Lautstärke zurückgedreht, um ein vorherrschen des AUX-Signals am Ausgang zu verhindern.
Das Netzteil besitzt keine eigenen Möglichkeiten der Einstellbarkeit. Sobald der Stecker
an die Stromversorgung angeschlossen wurde, liefert es bei beiden Schaltungen konstant
±15V und Masse.
8
2
18"9
3
0
581
9
9
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28
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62
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62
62
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!0""#$%
2
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918
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78982
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&
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56
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8
832
&
8
,+%&!#3
21
898
506
62
011234
01234
19
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8
78982
8
0#%
832
38
38
4)%561782#6,69:;9
789
&
8
.
38
'
613
8
613
8
613
8
'*,-
8
1
8
1
8
1
'%%()
!"#$%&
1
2
.
/
*(+
,!%#
-!
Abbildung 1: Frontplatte - Gadd The Music
9
2 KOMPONENTEN
2 Komponenten
2.1 Drum-Modul
Teilnehmerliste:
Arne Mönnich, Jasper Eberhardt, Tobias Münzer, Martin Voigt, Daniel Kotschate, Mateusz Grzeszkowski, Eric Kallenbach, Niels Steinmetz
Ziel der Gruppe 1 war es ein Drum-Modul zu entwickeln, welches den Klang einer BassDrum (gros̈e Trommel) annähernd erzeugen kann. Des weiteren sollte sich dieses BassDrum-Modul durch Veränderung gewisser charakteristischer Parameter zu einer SnareDrum (kleine Trommel) ändern lassen. Die Module sollten durch einen druck-sensitiven
Schalter (Piezo-Plättchen) ausgelöst werden. Der Bediener des Drum-Moduls sollte in der
Lage sein einige, jedoch nicht alle, Parameter der Module einzustellen. So können am
Filter mittels Drehknöpfe die Grenzfrequenzen eins Hoch- und eines Tiefpasses geändert
werden, um dem jeweiligen Instrument eine persönliche Note zu verleihen. Zusätzlich
kann man die Empfindlichkeit des Piezo-Plättchens mit dem Sensitivy-Regler ändern.
Die Hüllkurve unseres Signals lässt sich mit den Parametern Attack (Einstellen der Anstiegszeit) und Release (Ausklingzeit) einstellen. Für den Klang unserer Drum-Box kann
man die Frequenz des schwingenden Oszillators ändern.
Abbildung 2: Blockschaltbild des Drum-Moduls
10
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
In Abb. 2 erkennt man, dass unser Signal durch ein Triggern mittels Piezo-Plättchen
ausgelöst wird. Das Signal wird über ein Monoflop entprellt und gelangt an die EnvelopeEinheit und dort wird dann aus dem Impuls des Monoflops eine Hüllkurve geformt, die
den VCA eingangsseitig steuert. Zusätzlich schickt der Trigger ein Signal zum Oszillator,
der eine abklingenden Sinusschwingung an den Mischer schickt.
Damit die Sinusschwingung mit Rauschen gemischt wird, gelangt ein gefiltertes Rauschsignal an den VCA. Der VCA wird durch den Pegel der Envelope gesteuert und schickt
das von der Hüllkurve geformte Rauschsignal an den Mischer.
2.1.1 Rauschen
Daniel Kotschate
Beschreibung
Rauschquellen werden in der Audiotechnik benötigt um natürliche Klänge zu imitieren.
Beispielsweise das Rauschen eines Wasserfalls oder das Rauschen von Wellen am Strand
enthalten eine Vielzahl von Frequenzkomponenten. Dabei reicht das Spektrum, der sich
überlagernden und praktisch zufällig auftretenden Schallwellen, vom Infra- bis zum Ultraschall. Eine schaltungstechnische Realisierung aller Frequenzkomponenten wäre ohne
Rauschgenerator denkbar aufwendig. Rauschen wird weitestgehend in folgende Rauscharten unterteilt :
Thermisches Rauschen
Thermisches Rauschen tritt in allen Wirkwiderständen aufgrund der Brown’schen Ladungsträgerbeweung auf, wobei bei unbelastetem Widerstand eine Leerlaufrauschspannung auftritt die sich wie folgt beschreiben lässt.
√
UR = 4 · k · T · R · B
v
!
u
u
1
IR = t4 · k · T ·
·B
R
(1)
(2)
k : Boltzmann-Konstante
T : absolute Temperatur
B : Messbandbreite
Schrotrauschen
Die Ursache des Schrotrauschens ist die nicht unendlich kleine Einheit der Elementarladung e. Fliesst Strom, so bewegen sich die einzelnen Elektronen mit einer gewissen
Ordnung und gegenseitiger Abhängigkeit. Die pro Zeiteinheit den Leitungsquerschnitt
passierende Elektronenanzahl ist konstant, der Stromfluss gleichmässig, und es tritt kein
11
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Schrotrauschen auf. Wird nun ein Widerstand in den Stromkreis geschaltet, ist an diesem nur die thermische Rauschspannung gemäss Gleichung (2) messbar. Wenn jedoch
Ladungsträger eine Potentialschwelle überwinden und das mit ihrer kinetischen Energie bewerkstelligen müssen. Diese ist statistisch verteilt. Das Resultat ist eine geringe
Schwankung der Flussdichte um einen Mittelwert. Für einen Gleichstrom I errechnet
sich bei Vorliegen der genannten Bedingung (Potentialschwelle) die Grösse des wieder als
Effektivwert angegebenen Rauschstromes nach Formel (3).
I = IR −
√
2·e·I ·B
(3)
Schrotrauschen tritt bei folgenden Baugruppen verstärkt auf :
Sperrströme bei Dioden und Transistoren,Bias- und Gateleckströme
Photostrom und Dunkelstrom bei Photodioden und Vakuum-Photozellen
Anodenstrom von Hochvakuum-Röhren
Daher werden für Rauschgeneratoren bevorzugt Bauteile mit pn-Übergängen - ZenerDioden und Transistoren - bevorzugt.
Schaltplan
Um für unserer Teilschaltungen einen möglichst einfachen Rauschgenerator zu realisieren, wurde als Rauschquelle eine Zener-Diode verwendet. Bei Zener-Dioden, genauer
Avalanche-Dioden, liegt die Zener-Spannung UZ oberhalb von 6, 5V . Die Kennlinie dieser
Dioden weist einen stärkereren Knick auf.
Beim Avalancheeffekt werden Elektronen so stark beschleunigt, dass sie weitere Elektronen aus dem Atombindungen geschlagen. Dadurch steigt die Ladungsträgerkonzentration
lawinenartig an und ein stärkerer Strom fliesst durch die Diode. Daher wird mittels R1
der Stromfluss begrenzt und die Diode geschützt.
IZ =
VCC
15V
=
= 1, 5mA
R1
10kΩ
(4)
Die Rauschspannung, die durch D1 erzeugt wird, fällt über R2 ab und wird vom DualOPV nicht-invertierend verstärkt. C1 dient dabei zur Gleichspannungsentkopplung. Die
Verstärkung beider Verstärkerstufen lässt sich nach Gleichung (5) berechnen. Für hohe
Verstärkungen wirken die Kondensatoren C2 und C3 der Offsetspannung des Operationsverstärker entgegen.
VU = 1 +
R6
R5
500kΩ
=1+
=1+
= 34, 33
R4
R3
15kΩ
Bedienung
12
(5)
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Zwar hat der Rauschgenerator keinerlei Bedienungselemente, jedoch bei der Kalibrierung der Schaltung sollte der Rauschpegel eingestellt werden. Zur Materialabhängigkeit
kommt eine - nach Gleichung (2) - eine Temperaturabhängigkeit hinzu, daher sollte die
Verstärkung über R5 und R6 angepasst werden oder der Eingang des VCA (2.1.3) für das
Rauschen abgeglichen werden.
Abbildung 3: Schematic Rauschgenerator
13
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
2.1.2 Filter
Mateusz Grzeszkowski
Beschreibung
Aufgabe des Filters ist es, entsprechende Frequenzen aus dem Rauschen herauszufiltern, je
nachdem welches Schlaginstrument von dem Drum-Modul simuliert werden soll. Mit den
Stereopotentiometern lassen sich die Grenzfrequenzen jeweils für das gewünschte Schlaginstrument einstellen.
Schaltplan
Abbildung 4: Schaltplan des Rauschfilters
Um das erzeugte Rauschen effektiv filtern zu können, haben wir uns für eine Reihenschaltung eines Hochpasses 2. Ordnung gefolgt von einem Tiefpass 2. Ordnung entschieden.
Beim Entwurf des Filters sollte die maximale Elongation des Ausgangssignals genauso
gros̈ sein, wie die des Eingangssignals. Dafür werden keine Widerstände im Gegenkopplungszweig verwendet und die Operationsverstärker werden voll gegen gekoppelt. Die Mitkopplung erfolgt beim Hochpass über den Widerstand R1 und beim Tiefpass über den
Kondensator C3 . Die Widerstände R1 , R2 und R3 , R4 sind jeweils Stereopotentiometer,
die die obere und untere Grenzfrequenz des Filters einstellen können.
Aufgrund der aktiven Bauelemente als einfache Impedanzwandler kann der Filter auch
in höheren Frequenzbereichen (MHz-Bereich) eingesetzt werden. Dies ist vor allem für
das Drum-Modul von Interesse, da das Rauschen auch Frequenzanteile im MHz-Bereich
enthält.
Als Operationsverstärker wird entgegen der Darstellung im Schaltplan der LM324 verwendet und mit ±15V Versorgungsspannung betrieben. Wir haben uns für unser Projekt
dazu entschieden, den Hochpass vor dem Tiefpass zu schalten, damit wir den Kondensator am Eingang des Hochpassfilters zur Unterdrückung von Gleichspannungsanteilen
verwenden können und dafür keinen zusätzlichen Kondensator brauchen.
14
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Dimensionierung
In diesem Teil wird die Dimensionierung der Schaltung jeweils für den Tiefpass und den
Hochpass erklärt und erläutert.
Tiefpass
Der Frequenzgang des Tiefpassfilters (Teilschaltung Rechts vom Testpin HP OUT) ergibt
sich zu:
H(jω) =
1
jωC2
1
+ R1 + R2 + jωR1 R2 C1
jωC2
(6)
Die Übertragungsfunktion lautet mit der komplexen Frequenz s = jω+σ (für Sinusförmige
Eingangssignale gilt σ = 0):
H(s) =
1
1
=
2
1 + C2 (R1 + R2 ) · s + R1 R2 C1 C2 · s
1 + a1 · s + b 1 · s 2
(7)
Der Koeffizientenvergleich ergibt:
R1 =
a1 C 1 ±
p
a21 C12 − 4 · b1 C1 C2
2 · ω g · C1 C2
R2 =
b1
2
ωg R1 C1 C2
(8)
Da es weniger aufwendig ist, Widerstände an Kondensatoren anzupassen, geben wir C1
und C2 vor und berechnen durch Koeffizientenvergleich die Widerstände entsprechend der
geforderten 3-dB-Grenzfrequenz.
Die Filterkoeffizienten ergeben sich aus der Tabelle1 für Filter mit kritischer Dämpfung
zu a1 = 1, 2872 und b1 = 0, 4142.
C2
Für reelle Widerstandswerte muss die Bedingung C
≥ 4 · ab12 erfüllt werden. Deshalb
1
1
wählen wir C1 = C2 = 100nF.
Für eine Bassdrum sind vor allem niederfrequente Rauschanteile interessant und deshalb
sollten die Widerstandswerte der Potentiometer so gewählt werden, dass die Grenzfrequenz bis unter 10 Hz regelbar ist.
Bei einer hohen Grenzfrequenzen müssen die Widerstandswerte sehr klein werden, doch
bei kleinen Grenzfrequenzen sind R3 und R4 gros̈ zu wählen. Somit erhält man:
fg = 10Hz
fg = 1Hz
⇒ R1 = R2 = 102, 34kΩ
⇒ R1 = R2 = 1, 02M Ω
Um nun solche Grenzfrequenzen erreichen zu können, wird ein logarithmisches 1 MΩ
Stereopotentiometer verwendet (R3 = R4 = 1M Ω [log] ).
Hochpass
1
Tietze/Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 12. Auflage, S. 828
15
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Beim Hochpass ergibt sich die Grenzfrequenz zu:
H(s) =
1
1
R2 (C1 + C2 )
+
1+
R1 R2 C1 C2 · s R1 R2 C1 C2 · s2
(9)
Auch beim Hochpass werden die Kapazitäten C1 und C2 zu 100 nF festgelegt.
⇒ C1 = C2 = C = 100nF
Der Koeffizientenvergleich liefert:
R1 =
1
π · f g · C · a1
R2 =
a1
4π · fg · C · b1
(10)
Beim Hochpass ist die unterste Grenzfrequenz von Interesse und die soll bei unserem
Modul etwa 30 Hz betragen. Dabei ergibt sich für die Widerstände R1 und R2 folgender
Wert:
fg = 30Hz
⇒ R1 = R2 = 82, 43kΩ
Somit kann theoretisch ein logarithmischer 100 kΩ Stereopotentiometer die untere Grenzfrequenz des Hochpasses bis zu einem Wert von unter 30 Hz bringen. Auf diese Weise
kann man niederfrequente Anteile des Rauschens mit in den Drum-Sound hinzumischen.
Insgesamt ist es mit der Reihenschaltung der beiden Filtertypen möglich, einen Bandpass
mit variabler Bandbreite zur selektiven Rauschfilterung zu erzeugen.
Simulation
Es wird nun die Simulation der Schaltung unter PSpice erläutert.
Die Abbildung 5 zeigt den Verlauf der Übertragungsfunktion des gesamten Filters bei
einem AC-Sweep zwischen 1 Hz bis 100 kHz.
Der Hochpassfilter ist dabei mit R1 = R2 = 82, 43 kΩ auf eine Grenzfrequenz von fg =
30Hz eingestellt und der Tiefpassfilter mit R3 = R4 = 102, 43 kΩ auf eine Grenzfrequenz
von 10Hz.
Inbetriebnahme
Der Filter benötigt keine Kalibrierung. Er muss auf das Rauschen am Eingang hin nicht
extra eingestellt werden. Die Änderung der Grenzfrequenzen geschieht über Drehen der
Stereopotentiometer. Stellt man am Stereopotentiometer des Hochpasses die Widerstände
auf die maximalen Werte, so passiert das Rauschen den Hochpass nahezu ungefiltert.
Werden die Stereopotentiometer des Tiefpass auf ihre minimalen Werte eingestellt, dann
dämpft der Tiefpass erst Frequenzen über 10 kHz.
16
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 5: Frequenzgang des Filters
2.1.3 VCA Gruppe 1
Eric Kallenbach
Beschreibung
Um das gefilterte Rauschsignal Weiter zu Verstärken und dem Drum Geräusch seinen
charakteristischen Klang zu geben wird das Rauschen vom VCA2 mit einer Hüllkurve in
seiner Amplitude moduliert. Dies geschieht mit einem sogenannten Zweiquadranten Hardwaremultiplizierer. Dieser Hardwaremultiplizierer nutzt die Steilheit von Beipolartransistoren. Zunächst wird die Hüllkurve (Controll Volltage) invertiert und vom Offset befreit.
Durch die so gewonnene Spannung und einem Widerstand wird eine spannungsgesteuerte
Stromquelle nachgebildet. Mit dieser Stromquelle wird ein Differenzverstärker bestehen
aus zwei Biopolartransistoren gesteuert. In Abhängigkeit des Steuerstromes und der Eingasspannung des ersten Transistors einstehen in den Kollektor-Zweigen des (Transistor)Differenzverstärkers unterschiedliche Ströme. Die Differenz der Kollektorströme wird von
einem weiteren Differenzverstärkers weiter verarbeitet um das amplitudenmodulierte Rauschen für unsere Zwecke nutzbar zu machen.
Schaltplan
Der Schaltplan zeigt den vollständigen VCA. Der Schaltplan kann in folgende Blöcke
zerlegt werden: Kontrollspannungsinverter, Transistor-Differenzverstärker und AusgangsDifferenzverstärker. Diese Blöcke werden bei der Dimensionierung näher betrachtet.
Dimensionierung
2
Voltage Controlled Amplifier
17
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 6: Schaltplan VCA
Es ist unbedingt darauf zu achten das U1 << 0.7V siehe Abbildung:7 der VCA Nutzt die
Steilheit S von Transistoren zur Verstärkung aus:
∂IC
∂UBE
= S · ∂UBE
S =
⇒ ∂IC
f ür S im Arbeitspunkt
Für UBE nahe der Basis-Emitter-Sättigungs-Spannung ändert sich IC stark! Da die Transistoren aufgrund von R12 in Ihrem Kollektorstrom begrenzt werden übersteuert der VCA.
Für den Ausgangs-Differenzverstärker, bestehend aus IC1B (idealer OPV), R5, R6, R7
Abbildung 7: Transistor- und Ausgangs-Differenzverstärker
18
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
und R8, gilt:
UR6
+ IC2
R6
UR6
+ IC2
R8
R6
UR5
+ IC1
R5
UR5
+ IC1
R7
R5
−Ua
−Ua
=
UR8
R8
= UR8 = R8(IR6 + IC2 )
=
UR7
R7
= UR7 = R2(IR5 + IC1 )
= UR7 − UR8
= R7(IR5 + IC1 − IR6 − IC2 ) = R7(IC1 − IC2 )
da IR5 = IR6
Es wird also nur die Differenz der Kollektorströme verstärkt. Die Übertragungskennlinien
der Transistoren des Transistordifferenzverstärkers lauten:
UBE1
IC1 = ICs · exp
wobei ICs = Kollektor − Sperrstrom
UT
UBE2
IC2 = ICs · exp
UT
IC1
Aus
= exp
IC2
UBE1 UBE2
−
UT
UT
= exp
U1
UT
und IC2 + IC1 ≈ IE flogt:
→ IC1 = IC2 · exp
⇒ IC1
= IE − IC2
IE
U1
exp
+1
UT
U1
= IE − IC1
= IC1 · exp −
UT
I
E =
U1
exp −
+1
UT
⇒ IC2 =
→ IC2
U1
UT
19
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Für die Differenz der Kollektorströme gilt also:
I
I
E E
−
U1
U1
exp −
+ 1 exp
+1
UT
UT
U1
IE exp
I
U
T
E
(IC1 − IC2 ) =
−
U1
U1
exp
+ 1 exp
+1
UT
UT
U1
exp
−1
U1
UT
(IC1 − IC2 ) = IE ·
= IE · tanh
U1
2UT
exp
+1
U
T U1
(IC1 − IC2 ) = IE · tanh
2UT
(IC1 − IC2 ) =
Mit einer Taylor-Entwicklung bis zur 4. Potenz lässt sich diese Beziehung wie folgt vereinfachen:
U1
U13
(IC1 − IC2 ) = IE ·
−
2UT
24UT3
U1
f ür
|U1 | << UT
(IC1 − IC2 ) ≈ IE ·
2UT
Wenn |U1 | >> UBE ist gilt:
CVa
R12
U1 · CVa R7
·
≈
2UT
R12
IE ≈ −
⇒ Ua
UT = T hermospannung (25mV )
Für den Kontrollspanndungs-Inverter bestehend aus IC1A (idealer OPV), R3, R4 mit
Offset- Kompensation für den Differenz-Verstärker bestehen aus T1 und T2 gilt:
I1 =
(CV − Uof f set )
UR4
= I2 =
R3
R4
CVa = −UR31
R4
· (CV − Uof f set )
R4
R4
· (Uof f set − CV )
=
R3
→ CVa = −
⇒ CVa
Für die Offset-Kompensation gilt:
Uof f set =
R1
· Uk10
R1 + R2
Uk10 = Spannung am Schleif er von R10
Die Werte der einzelnen Widerstände richten sich nach gegebenen und geforderten Parametern. So wurde als maximale Amplitude des Ausgangssignals U a = 5V angenommen.
Die Kontrollspannung liegt zwischen 0 und 10V , U 1 wurde auf 50mV festgelegt. Die Ein-
20
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 8: Inverter
gangspannung des VCA ist unkritisch, Sie wird über einen Trimmer angepasst. Um diesen
Trimmer zu beschädigen müsste die Eingangsspannung Viel grs̈er als 15V sein
R3 , R4 , R5 , R6 wurden willkürlich gewählt. Wobei R5 + 0.5 · R9 und R6 + 0.5 · R9 kleiner
Als R12 sein müssen. Denn Sie sollen keinen Einfluss auf IC und damit auf UCE haben. Sie
werden lediglich für den Ausgangs-Differenzverstärker bestehend aus R5 , R6 , R7 , R8 und
IC1B benötigt.
Das Verhältnis von R4 zu R3 wurde 1 : 1 gewählt so dass der Inverter bestehend aus
Uof f set , R3 , R4 und U3 nur invertiert und kein Übersteuern auftritt. Das Verhältnis von
R1 zu R2 wurde 10 : 1 gewählt. Wobei die Werte der Widerstände möglichtst gros̈ sind,
um R10 nicht zu belasten. R12 wurde so gewählt, dass IE ≈ 2 · Ic = 1mA
CVa max
R12
10V
=
= 10.3k ⇒ 10k
0.001A
IE ≈
⇒ R12
Für eine Ausgangsspannung von Ua = 5V einer CVa = −0.6V (für CV = 0V ), U1 = 50mV
und einer maximalen Kontrollspannung von CV = 10V sowie einer Eingangsspannung
von 1V gilt:
Ua · 2UT · R12
U 1 · CVa
5V · 50mV · 10k
R7 =
≈ 4.7k
50mV · |(−0, 6V − 10V )|
R7 =
Damit ergibt sich eine Gesamtverstärkung der Schaltung von:
Vmax =
Ua
1 · 4.7k (10V )
≈
·
= 4.7
Ue
20 · 10k 50mV
21
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Simulation
Zum Testen des VCA wurde eine Transient-Simulation im Bereich von 0 − 100ms durchgeführt. Als Eingangssignal wurde eine Sinusförmige Spannung mit einer Amplitude von
1V und einer Frequenz von 1000Hz gewählt. Die Kontrollspannung CV wurde mit einer
Puls-Quelle nachgebildet. Aufgezeichnet wurden dabei V out und V cv. Die Aufnahme der
Messwerte begann 1ms nach t = 0s Für das Eingangs-Signal, wurde aus Gründen der graA1
SPICE include
entfernt Offset von Vout
File: Simulation.cmd
Vcc
A2 SPICE model
R7
R71
4.7k R2
Model name: BC548C
File: BC548C.MOD
A3 SPICE model
5k
R1
10k Trimmer
Model name: NE5532
File: ../model/NE5532.MOD
−Vcc
R11
5k
1k
1k
4
NE5532
R5
2
Vinput
DC 0 AC 1 sin( 0 1 0.5kHz )
−
BC548C
45k
"Noise"−Generator
Vin
C
R61
50k Trimmer
Q2
E
1
BC548C
C
Q1
B
3
Vout
U1
100k
to Mixer
B
E
R21
+
R6
5
Vcc
4.7k
Vcc
5k
R4
−Vcc
100k R31
2
"Envelope"−Generator
−
+
1
+
U_R4 < −0.6V
−Vcc
AC 10 DC 0 PULSE(0 10 0s 10ms 80ms 3ms 100ms)
Vcv
R3
cv
Vcc
100k
1
10k
Vmess
DC 0V
−
U2
4
+
Vh
R10
3
1
1
2
1
V1
DC 15V
−
NE5532
2
Vcc
R8
Voffset
enfernt Offset von v_cv und zum einstellen von U_R4
1n
C2
10k
R9
C1
R110
100k
4k
DC 15V
V2
+
5
6k
2
−
2
VCA SCHEMATIC DATE: 2009−11−09
TITLE
1n
FILE:
−Vcc
PAGE
1
REVISION:
1 OF
1
DRAWN BY:
ERIC KALLENBACH
Abbildung 9: VCA-Simulation Schaltplan
phischen Darstellung, ein Sinus verwendet. Nach Absprache der Internen-Schnittstellen
wurde für die Amplitude des Sinus-Signals 1V gewählt.
Ebenfalls wurden aus diesem Grund, CVmax = 10V und die Periodendauer der KontrollSpannung mit ca. 100ms, bei der Simulation berücksichtigt.
Abbildung: (10) zeigt die Ausgabe der Simulation, des korrekt eingestellten VCA’s. Man
erkennt sehr gut die Abhängikeit der maximalen Amplitude des Ausgangs-Signals und
der Kontroll- Spannung CV .
Abbildung: (11) zeigt die Ausgabe der Simulation bei einer falschen eingestellten OffsetSpannung. Dazu wurden für R10 = 2k und R110 = 8k eingestellt. Die Offset-Spannung
ist damit ca. 0.8V
UR4 = (Of f set − CV )
UR4 sollte jedoch kleiner −0.6V sein. Deshalb wird ein Teil (ca. 1.4V ) der CV nicht
genutzt.
In der Abbildung: (12) ist wieder der Offset falsch eingestellt jetzt jedoch mit einem Offset
von −0.8V .Somit ist der Offset zu niedrig eingestellt. UR4 ist jetzt auch für CV = 0 kleiner
als −0.6V , so das die Transistoren bereits beginnen durchzuschalten. Dazu wurden für
R10 = 8k und R110 = 2k eingestellt.
Die Abbildung: (13) zeigt das Ergebnis der Simulation bei nicht abgeglichenen Kollek-
22
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 10: Korrekt eingestellter VCA
Abbildung 11: falsch eingestellter VCA, Offset zu gros̈
torströmen. Aufgrund von Fertigungstoleranzen stellen sich unterschiedliche Kollektorstr“ome ein. Des weiteren muss der sogenannte input bias current des OPV: U1 ausgeglichen werden.
Diese nicht erwünschten Differenzen erzeugten einen zusätzlichen Offset der Ausgangsspannung Die input bias current Differenz wurde hier absichtlichkeit noch verstärkt, um
zu zeigen wie die Ausgangs-Spannung bei einem falsch eingestelltem Trimmer aussehen
kann. Dazu wurden für R7 = 8k und R71 = 2k eingestellt.
Die Abbildung: (14) zeigt die Ausgabe der Simulation wenn der VCA aufgrund einer
zu hohen Eingangs-Spannung übersteuert. Dazu wurden für R6 = R61 = 25k eingestellt.
Somit ist dei Eingangs-Spannung 0.5V Die Transistoren Q1 und Q2 gehen in die Sättigung.
23
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 12: falsch eingestellter VCA, Offset zu klein
Abbildung 13: falsch eingestellter VCA, input bias current nicht kompensiert
Für UBE nahe der Basis-Emitter-Sättigungs-Spannung würden sich die Kollektor-Ströme
stark ändern. Da die Transistoren nur noch von R4 in Ihrem Kollektor-Strom begrenzt
werden übersteuert der VCA.
Schlussbemerkung
Die Simulation zeigte das der VCA fast allen Anforderungen genügt. Die Maximale Amplitude der Ausgangs-Spannung beträgt jedoch nur ca. 9V P P , was auf die Verwendung
realer Widerstandswerte zurückzuführen ist. Also R2 = 4k7 statt 5k, laut E24.
24
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 14: falsch eingestellter VCA, Eingangs-Spannung zu hoch
Vout =
Vin · VR4 R2
·
2VT
R4
Kallibrierung
Um den VCA korrekt einzustellen sollte man wie folgt vorgehen.
1. Ohne anlegen der Betriebsspannungen und der gewünschten Eingangsspannung misst
man mit einem Voltmeter an der Basis von Transistor T1 gegen Masse. Jetzt dreht
man vorsichtig an R11 bis man eine Spannung von 9-50mV misst.
2. Bei angelegter Betriebspannung und offenem Eingang misst man mit einem Voltmeter die Ausgangsspannung (Pin 1) des Kontrollspannungs-Inverters gegen Masse.
Jetzt dreht man mit einem Schraubendreher vorsichtig am Trimmer R10 solange bis
man eine Spannung von ca. −0.6V misst.
Dies ist die UBE des BC547. Aufgrund dessen das die Basis-Anschlüsse beider Transistoren
auf gleichem Potential liegen sollten zwei identische Kollektor-Ströme entstehen.
Der Ausgangsdifferenzverstäker sollte demnach eine Ausgangsspannung von 0V liefern.Aufgrund
von Fertigungstoleranzen der Transistoren und des input-Bias-Current des OPV ist dem
aber nicht so. Man muss also eine weitere Anpassung vornehmen.
1. Um den Offset der Ausgangsspannung zu entfernen, misst man mit einem Voltmeter
die Spannung vom Ausgang (Pin 7) des Ausgangsdifferenzverstärkers nach Masse.
Jetzt dreht man vorsichtig solange an R9 bis man eine Spannung von 0V misst.
Dazu muss der Eingang des VCA wieder offen bleiben und die Betriebsspannungen
müssen angelegt sein.
2. Als letzten Schritt muss die Offsetspannung an die Hüllkurve angepasst werden.
Dazu nimmt man den VCA komplett in betrieb und misst mit einem Oszilloskop
25
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
den Spannungsverlauf am Pin 7. Nun dreht man wieder an R10 solange bis das
Eingangssignal korrekt vom VCA moduliert wird.
Sollte der VCA übersteuern muss an R11 nachgeregelt werden.
2.1.4 Abklingende Sinusschwingung
Tobias Münzer
Beschreibung
Dieser Teil der Schaltung erzeugt eine abklingende Sinusschwingung. Also Eingangsignal
benötigt die Schaltung ein möglichst kurzes Rechtecksignal mit 15V Amplitude. Das
Rechtecksignal ist hierbei eine möglichst exakte Annäherung an einen idealen Impuls.
Das Ausgangssignal der Teilschaltung ist eine gedämpfte Sinusschwingung. Dabei sind
Frequenz und Dämpfungsfaktor über Potentiometer einstellbar.
Der Kern der Schaltung besteht aus einem Bridged-T-Network, bestehend aus IC1A,
R1, R2, C1, C2. Formel in Abbildung: ?? 3 , zeigt die Abähngigkeit von Frequenz und
Gütefaktor von den Bauteilwerten.
Mit dem Frequenzpotentiometer lässt sich die Frequenz einstellen. Frequenz und Güte
lassen sich nur schwer unabhängig voneinander beeinflussen. Wie die Berechnung der
Schaltung in Formel 13 zeigt, handelt es sich dabei um ein Bandpass mit einstellbarer
Güte und Mittenfrequenz. Abb. 15 zeigt den Frequenz und Phasenplott des Netzwerkes
für ausgewählte Bauteilwerte. Es fällt auf, dass die Phasenverschiebung bei der Resonanzfrequenz genau 0 Grad beträgt. Eine Mitkopplung zum Eingang der Schaltung erhöht also
die Schwingungsneigung des Filters und damit die Länge des Sinussignals der Impulsantwort, eine Gegenkopplung verringert diese.
Dieser Umstand wurde genutzt um die Schwingungsdauer unabhängig von der Frequenz
beeinflussen zu können. Mit dem Decay-Potentiometer lässt sich die Amplitude der Mitkopplung einstellen. IC1B mischt den Impuls am Eingang mit dem Rückkopplungssignal,
mit R3, R4, lässt sich die Amplitude des Pulses anpassen, R5 sorgt für eine Begrenzung
der Mitkopplung.
Berechung von Q-Faktor und Frequenz kann daher folgende Formel verwendet werden.
f =
Q
H(s) =
3
1
√
2 · π R1 · R2 · C1 · C2
r
R2
R1
r
=r
C1
C2
+
C2
C2
s2 R1 R2 C3 C4 + s(R2 C3 + R1 C3 + R2 C4 ) + 1
s2 (R1 R2 C3 C4 ) + s(R2 C3 + R2 C4 ) + 1
Quelle: [[6]] TR-606 Service-Manual von Roland
26
(11)
(12)
(13)
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 15: Frequenz und Phasenplot des Netzwerkes
Dimensionierung
Die Schaltung wurde mit Hilfe von Formel (12), sowie mithilfe einer Simulation so dimensioniert, dass die Frequenz zwischen 50 Hz und 100 Hz einstellbar ist und die Schwingungsdauer einer akustisch sinnvollen Bassdrum entspricht. Dabei gilt: C1 = C2 = 56nF
R1 = 2MOhm R2 = 390Ohm R5 = 120kOhm sowie R3 = 300kOhm und R4 = 10kOhm
Schaltplan
Abbildung 16: Schaltplan
27
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Simulation
Die Schaltung wurde mithilfe des Programms PSpice von Orcad simuliert. Abb. 17 zeigt
die verwendete Schaltung zur Simulation. Als Operationsverstärker wurde ein µA741 verwendet, R5, R6, C3 und C4 bilden das Netzwerk mit der oben erwhnten Dimensionierung.
Da für unsere Zwecke die Antwort des Systems auf einen kurzen Rechteckimpuls interessant ist wurde ein 0,5ms breiter Puls mit der Spannungsquelle V2 erzeugt und die
Schaltung per Transitentenanalyse simuliert. Abb 18 zeigt nun das Verhalten der Schaltung am Ausgang des Operationsverstärkers in der ersten Sekunde nach dem Puls, es
entsteht wie gewünscht eine abklingende Sinusschwingung. Abb 19 zeigt das selbe mit
einer anderen Einstellung für die Schwingungsdauer.
Abbildung 17: Schaltplan für die Simulation
Abbildung 18: Signal am Ausgang der Schaltung für langes Decay
28
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 19: Signal am Ausgang der Schaltung für kurzes Decay
Inbetriebnahme
Zur Inbetriebnahme muss keinerlei Abgleich oder Ähnliches vorgenommen werden.
29
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
2.1.5 Trigger
Martin Voigt
Beschreibung
Zum Triggern des Drum-Moduls wurden zwei Wege gewählt: Triggerung durch einen
Taster und Triggerung durch ein Piezoelektrisches Element. Ziel der Trigger-Schaltung
ist es, dass bei Betätigung des Tasters bzw. des Piezoelements am Ausgang ein negativer
Impuls anliegt, d.h. ein Impuls von +UB nach Masse. Dieser Impuls soll dann das Monoflop
ansteuern.
Allerdings kann das Monoflop nicht direkt angesteuert werden, da der Taster und das
Piezoelement Prellen. Prellen ist ein Problem, dass aufgrund der Mechanik des Tasters
und des Piezoelements entsteht. Es führt zu mehrmaligen Öffnen und Schließen, also zu
mehrmaligen Triggern, wobei das Signal des Piezoelements eine gedämpfte Sinusschwingung ist. Um dieses Problem zu lösen wird das Signal des Tasters bzw. Piezoelements in
der Triggerschaltung entprellt.
Abbildung 20: Triggerschaltung
Dimensionierung
Um nun den Ausgang der Schaltung von +U b auf Masse zu ziehen, wird einmal der Taster,
der beim schließen auf Masse setzt, über einen üblichen 10kOhm Pullup-Widerstand mit
+UB verbunden. Außerdem ist, wie auf dem Schaltungsplan zu erkennen, vor dem Pullup
noch das Piezoelement und ein 50kOhm Potentiometer zur Empfindlichkeitseinstellung,
da sich gezeigt hat, dass das Piezoelement ein Signal gros̈er Amplitude erzeugen kann.
Weiterhin werden die Dioden mit dem Eingangspfad verbunden, wobei eine Diode mit
+UB und eine mit Masse verbunden ist. Die Diode D4 soll zum Schutz die Spannung des
Piezoelements auf +UB begrenzen und die Diode D5 schaltet durch, sobald die Spannung
unter 0V sinkt, was die gesamte Schaltung auf Masse zieht.
Als nächstes wird ein Spannungswandler eingesetzt, der dafür sorgt, dass die Spannung
aufgrund der hochohmigen Belastung dahinter nicht zusammenbricht. Die abschlies̈enden
vier Bauteile sind für die eigentliche Entprellung verantwortlich. Der Kondensator C28
30
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
und der Widerstand R35 sind an +UB angeschlossen, damit der Ausgang ohne Triggerung auf nahezu Betriebsspannung liegt. In diesem Zustand entlädt sich der Kondensator
über die Diode. Nachdem die Schaltung auf Masse gezogen wurde, muss sich erst der
Kondensator über R35 aufladen, bevor der Ausgang wieder auf Betriebsspannung gesetzt
wird. Er bleibt also eine Weile auf nahezu 0V. Wird in dieser Zeitspanne also erneut
getriggert, springt der Ausgang nicht immer hin und her, sondern bleibt auf ein ähnliches Niveau. In der benutzten Schaltung wurde eine Zeitkonstante von 0, 1s gewählt
(τ = 0, 1s = R · C = 100nF·1MOhm).
Da das Prellen vom Taster und vom Piezoelement nur im µs-Bereich liegt, wird dadurch
das Signal entprellt. Schließlich bildet der Widerstand R31 mit dem Kondensator noch
einen Tiefpass, um eventuelle hochfrequente Störungen zu filtern.
Simulation
Bei der ersten Simulation wird das Verhalten der Schaltung bei schließen des Tasters
gezeigt.
Abbildung 21: Schlieen des Tasters
Man erkennt (türkise Kurve ist der Ausgang), dass das Prellen des Tasters, was sich im
µs-Bereich abspielt, wegen des Lade- Entladeverhaltens des Kondensators keinen Einfluss
auf die Schaltung hat.
Als nächstes wurde ein Sinus mit einer Frequenz von 2kHz und einer Amplitude von 15V
auf die Schaltung gegeben, um das Prellen des Piezoelements zu simulieren.
Bei der Triggerung nach 0,3ms trifft die negative Halbwelle (türkise Kurve ist der Eingang)
des Sinus auf die Schaltung, damit wird sie durch das Durchschalten der Diode D4 auf
Masse gezogen. Die Zeit während der positiven Halbwelle reicht nicht aus, um den Kondensator aufzuladen, weswegen der Ausgang weiterhin auf nahezu Masse bleibt. Die Schaltung
verhält sich also wie gewünscht:
Der Ausgang wird von +UB auf Masse gezogen und Taster und Piezoelement werden
entprellt.
Inbetriebnahme
Die Inbetriebnahme dieser Schaltung verlief ohne grös̈ere Probleme und lieferte die erwarteten Ergebnisse.
31
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 22: Triggerung des Piezoelements
2.1.6 Monoflop
Niels Steinmetz
Beschreibung
Bei einem Monoflop handelt es sich um eine Schaltung, die, durch einen äuszehren Trigger
(z.B. Anlegen der Versorgungsspannung oder kurzer Druck auf einen Taster) angesteuert,
einen Rechteckimpuls definierter Länge liefert. Die Kippstufe kehrt nach der durch die
äussere Beschaltung gegebenen Zeitspanne wieder in ihren Ausgangszustand zurück. Das
hier entwickelte Monoflop ist nicht retriggerbar, d.h. ein neuer Triggerzyklus kann erst
nach Ablauf des vorherigen gestartet werden.
Schaltplan
Abbildung 23: Schaltplan des Monoflops
Herzstück der Schaltung bildet ein NE555, das im Grunde nur noch durch die äus̈ere
Beschaltung ergänzt werden muss. Die beiden Komparatoren K1 und K2 vergleichen die
Eingangsspannungen an Trigger- und Thresholdeingang mit den Teilspannungen am internen Spannungsteiler (R1, R2, R3).
32
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Die Schaltschwellen liegen bei 13 und 32 der Versorgungsspannung. K1 und K2 sind ausgangsseitig mit einem RS-Flipflop verbunden, welches die Eingangsinformation speichert.
Ein am Triggereingang anliegender LOW-Impuls schaltet den Ausgang für die definierte
Zeit t = R3 · C3 auf HIGH. Damit liegt der zu erzeugende Impuls an Pin 3 an.
Nach dem Einschaltvorgang liegt der Ausgang auf LOW-Potential, wenn der Triggereingang offen ist oder genügend positives Potential hat. Der interne Transistor ist gleichzeitig
leitend und hält C3 auf entladendem Niveau. Unterschreitet das Potential am Triggereingang die untere Schwellspannung von 31 · VCC , wird das interne Flipflop gesetzt und der
Ausgang auf HIGH gesetzt.
Nun sperrt der interne Transistor und gibt C3 für seinen Ladevorgang über R3 frei. Nach
Ablauf der Zeit 1, 1 · R3 · C3 erreicht der Kondensator C3 die obere Schwellspannung von
2
· VCC und setzt damit über den Reset-Eingang (Pin 6) den internen Komparator K2,
3
und damit das interne Flipflop zurück.
OUT wird auf LOW gesetzt, der interne Transistor wird leitend und entlädt C3. Der
Ausgangszustand ist nun wieder hergestellt.
Durch die Eingangsbeschaltung (R1, R2, C1) werden unerwünschte Signalstörungen am
Triggereingang vermieden. Sie ist jedoch für die Funktion der Schaltung nicht unbedingt
notwendig.
Durch den Ladezustand des Kondensators C4 und den Widerstand R5 wird verhindert,
dass bereits bei Anlegen der Versorgungsspannung ein Impuls am Ausgang erzeugt wird:
erst nach Laden des Kondensators ist die Schaltung aktiv. Wird die Versorgungsspannung
unterbrochen, muss er sich aber auch erst entladen, weshalb man eine gewisse Zeit warten
sollte, ehe man die Versorgungsspannung wieder anlegt.
Indem man R3 durch ein Potentiometer ersetzt, wird die Länge des Impulses am Ausgang
steuerbar. Bei Bedarf kann das NE555 durch seine CMOS-Version ersetzt werden (beispielsweise durch den TLC555), um die Leistungsaufnahme bei gleich bleibender Funktion
zu verringern.
Dimensionierung
Die Länge t des Impulses ergibt sich durch:
t = R3 · C3
(14)
Simulation
Die Simulation der Schaltung unter PSpice liefert folgendes Ergebnis:
Die Abbildung 24 zeigt den am Ausgang anliegenden Impuls nach Druck des Tasters. Die
Spannung kehrt nach der definierten Zeit t wieder in ihren Ausgangszustand zurück.
33
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
15V
10V
5V
0V
0s
0.400us
0.800us
1.200us
1.600us
2.000us
2.400us 2.675us
V(R4:B)
Time
Abbildung 24: Erzeugter Impuls
2.1.7 AR-Hüllkurvengenerator
Beschreibung
Die hier beschriebene Schaltung erzeugt eine Steuerspannung, die den VCA steuert, sobald ein geeignetes Eingangssignal anliegt. Das Steuersignal am Ausgang der Schaltung
setzt sich aus einer exponentiell steigenden Flanke, sowie einer exponentiell fallenden
Flanke zusammen. Über zwei Potentiometer lassen sich Anstiegszeit sowie Abfallzeit einstellen. Als Eingangssignal wird ein Spannungsimpuls mit kurzer Impulsweite erwartet,
dessen Spannung oberhalb 31 der Betriebsspannung liegen muss. Dieser Spannungsimpuls wird durch einen Transistor in invertierender Emitterfolger-Schaltung genutzt um
das RS-Flipflop des TLC555 über den unteren internen Komparator zu schalten. Daraufhin schaltet der Ausgang der integrierten Schaltung auf Betriebsspannungspegel und
lädt die Kapazität CH üllkurve über RAttack , RAttack−P oti und D1 . Erreicht die Kondensatorspannung 23 der Betriebsspannung, setzt der obere interne Komparator des TLC555
das integrierte RS-Flipflop zurück. Nun wird die Kapazität durch den internen MOSFET
über den DISCHARGE-Ausgang des TLC555 mit angeschlossenen RRelease , RRelease−P oti
und D2 entladen. Ein nachgeschalteter Impedanzwandler,realisiert mit einem LM324Operationsverstärker, sorgt dafür, dass der Kondensator CH üllkurve durch den VCA nicht
belastet wird.
34
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 25: Blockdiagramm des TLC555
Schaltplan
Abbildung 26: Schaltung des AR-Hüllkurvengenrators
Dimensionierung
Zur Dimensionierung der Schaltung wurde zunächst darauf geachtet, dass der Ausgang
des verwendeten TLC555 nur bis 10mA treiben kann. Um beim Laden der Kapazität einen
exponentiellen Anstieg der Spannung zu erhalten wird mit dem Vorwiderstand RAttack der
15V
Strom nach der Formel Imax = 10mA = RAttack
begrenzt. Hieraus folgt: RAttack >= 1500Ω.
Für CH üllkurve wurde eine Kapazität von 100nF gewählt. Unter Vernachlässigung der
differentiellen Widerstände der Dioden D1 und D2 lassen sich die Schaltzeiten nun nach
35
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
folgenden Formeln berrechen:
tAttack = ln(3) · CH üllkurve · (RAttack + RAttack−P oti )
tRelease = 5 · CH üllkurve · (RRelease + RRelease−P oti )
(15)
(16)
Um eine minimale Attack-Zeit von 0,2 ms zu realisieren wurde RAttack auf 2kΩ festgelegt.
Zusammen mit dem 500kΩ-Potentiometer RAttack−P oti ergibt sich eine maximale AttackZeit von 55 ms. Die Releasezeit entspricht dem 5-fachen der Zeitkonstante. Innerhalb
dieser Zeit sollte die Spannung über der Kapazität CH üllkurve auf 1% der ursprünglichen
Spannung ( 32 der Betriebsspannung) fallen. Als minimale Release-Zeit wurden 5 ms gefordert. Um dies zu erreichen wurde für RRelease ein Widerstand von 10kΩ festgelegt. Um
einen weiten Bereich für die Release-Zeit abzudecken wurde für RRelease−P oti ein 500kΩPotentiometer gewählt - somit ist eine Release-Zeit von bis zu 255 ms zu erwarten.
Simulation
Folgende Simulationen zeigen unterschiedliche Einstellungen der Potentiometer. Alle Graphen zeigen den gleichen zeitlichen Abschnitt der Hüllkurve. In der ersten Simulation ist
Abbildung 27: Hüllkurve mit minimaler Attack- und maximaler Release-Zeit
Abbildung 28: Hüllkurve mit mittlerer Attack- und Release-Zeit
zu erkennen, dass die Hüllkurvenspannung über den erwarteten Wert hinaus ansteigt.
Dieses Verhalten ist mit der relativ trgen Reaktion des oberen interen Komparators des
36
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Abbildung 29: Hüllkurve mit maximaler Attack- und minimaler Release-Zeit
TLC555 zu erklären. Dennoch führt dieses Verhalten nicht zu Problemen bei der VCASchaltung und kann somit kreativ, musikalisch genutzt werden. Alle weiteren Simulationen zeigen das erwartete Verhalten, wenn auch auch die differentiellen Widerstände der
Dioden zu einem minimalen, zu vernachlässigenden Einfluss auf den Spannungsverlauf
beitragen.
Inbetriebnahme
Ein Abgleich der Schaltung ist nicht notwendig.
37
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
2.1.8 Mixer
Beschreibung
Arne Mönnich
Diese Teilschaltung überlagert die Signale, die von VCA und Oszillator kommen, wobei
die maximale Elongation der Eingangssignale nicht überschritten wird. Es können mit
einem Potentiometer die Anteile der beiden Signale stufenlos eingestellt werden.
Die Schaltung enthält folgende 4 Schnittstellen:
Betriebsspannung: +-15V
Signal von VCA kommend: 5Vpp
Signal von Oszillator kommend: 10Vpp
Ausgang an Mischer gehend: 10Vpp
Schaltplan
Die Schaltung (Abb. 30) ist im wesentlichen aus Drei invertierenden Addierern aufgebaut. IC1A und IC1B werden dabei nur als invertierende Verstärker verwendet, um die
Signalstärke von VCA und Oszillator zu steuern, IC2B mischt diese Signale zusammen.
Abbildung 30: Schaltplan: Mixer für Oszillator und VCA-Ausgang
Dimensionierung
Für den invertierenden Addierer (Abb. 31) gilt:
UE1
UEn
UA = −
+ ··· +
· RA
R1
Rn
38
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
Alle Widerstände wurden jeweils im kΩ Bereich gewählt um die Ströme gering zu halten. Die Operationsverstärker sollten möglichst rauscharm sein, beispielhaft sei hier der
LM833 genannt, in der Praxis hat sich aber auch der LM324 bewährt. Um die Eingangssignale gleichmäs̈ig zu gewichten muss R6 doppelt so gros̈ gewählt werden, wie R5.
2,5V
10kΩ =
Die einzelenen Ausgangsspannungen betragen hier also maximal: UP in1 = − 10kΩ
5V
UP in7 = − 20kΩ
10kΩ = −2, 5V = 5Vpp . Es wird ein 10kΩ Stereo-Potentiometer für diese
beiden Verstärker verwendet, wobei die Widerstände komplementär abgegriffen werden.
Dadurch kann das Verhältniss beider Signale eingestellt werden, ohne die resultierende
Gesamtsignalstärke zu verändern. In IC2A werden diese Signale im gleichen Verhältniss
addiert und es ergibt sich eine Ausgangsspannung von Uout = 10Vpp .
Abbildung 31: Ivertierender Verstrker
Simulation
Die Simulation wurde unter LTSpice durchgeführt (siehe Abb. 32).Das Ausgangssignal
wird über dem, mit 1M Ω, hochohmigen Widerstand R26 abgegriffen.
Das Eingassignal des Oszillators wird mit einer abklingenden Sinusspannungsquelle V1
erzeugt. Die Frequenz dieser beträgt 60Hz, die Abklinghalbwertszeit etwa 50ms.
Als Eingangssignal des VCA wird in LTSpice das Bauelement Modulator verwendet. Zur
Simulation des Rauschens wird eine konstante Frequenz verwendet, zur besseren Darstellung in den Graphen wird diese auf 1kHz festgelegt. Als Hüllkurve wird eine Exponentielle Spannungsquelle V3 gewählt, bei der sich die Amplitude unnd die Anstiegsund Abfallhalbwertzeiten definieren lassen. Die Anstiegszeit liegt etwa bei 3ms und die
Abfallhalbwertzeit bei 10ms.
Mit diesen Eingangssignalen erzeugt der Modulator ein zur Simulation geeignetes Signal.Es werden 3 verschiedene Verhältnisse von VCA- zu Oszillator-Signal mit dem StereoPotentiometer durch simuliert. Dabei ist gut zu erkennen, dass der Absolutpegel immer
der gleiche bleibt.
VCA: 50%, Oszillator 50% (Abb. 33)
39
2.1 Drum-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 32: Mixer Simulation, LTSpice
Abbildung 33: VCA: 50%, Oszillator 50%
Inbetriebnahme
Es müssen die Ausgangssignale von VCA und Oszillator gemessen und die Widerstände
R6 und R6 entsprechend angepasst werden, da erfahrungsgemäs̈ die Ausgangssignal nicht
genau der Vorgabe entsprechen und der Mixer am besten geeignet ist den Pegel anzupassen. Dieser Schritt sollte erst geschehen wenn schon alle anderen Komponenten richtig
40
2 KOMPONENTEN
2.1 Drum-Modul
eingestellt worden sind.
41
2.2 Synthesizer-Modul
2 KOMPONENTEN
Teilnehmerliste: Carlotta Baumann, Fehlix Bohn, Tobias Fechner, Dominik Pernthaler,
Ha Anh Phung, Lars Riechert, Yosri
Ziel der Gruppe Zwei sollte sein, einen Synthesizer entwerfen. Hier soll mittels einer Tastatur in Form eines Keyboards, ein Ton abgespielt werden knnen, der sich durch verschiedene
Parameter wie Oszillator, Filter, Vibrator, Pulsweitenmodulation sowie ADSR-Hllkurve
modifizieren lsst.
Im Blockschaltbild sind die Grundlegenden Module, deren Ausgangsspannungen, sowie
deren Verbindung zu erkennen.
Abbildung 36: Blockschaltbild des Synthesizers
2.2.1 Filter
Tobias Fechner, Yigitcan Kesmis
Beschreibung
Das Filtermodul ist eine Schaltung welche die Verstärkung bestimmter Frequenzbereiche
verringert. Es besteht aus einem aktiven Hochpass und einem aktiven Tiefpass zweiter
Ordnung, welche jeweils auf der Sallen- Key- Architektur basieren. Auf diese Weise werden
die vom VCO erzeugten Grundschwingungen gefiltert.
Der Verstärkungsfaktor liegt bei a=1, die Flankensteilheit bei ca. 40dB pro Dekade. Die
einstellbaren Grenzfrequenzen reichen beim Tiefpass von ca. 50-5000Hz und beim Hochpass von ca. 5000-10000Hz.
Durch einen Drehschalter kann das Eingangssignal durch jeweils eines der beiden Filter,
sowie durch beide Filter in Reihe oder komplett an den Filterschaltungen vorbei geleitet
werden.
Es ergeben sich somit vier Schaltstellungen:
1. Tiefpass (TP)
2. Hochpass (HP)
3. Tiefpass und Hochpass (TP+HP)
42
2 KOMPONENTEN
4. Allpass (AP)
Funktionsweise
1. Tiefpass: Der Tiefpass mit Einfachkopplung funktioniert nach folgendem Prinzip:
Die beiden Widerstände R1 und R2 dienen als Strombegrenzer der Kondensatoren.
Je nach größe der Widerstände laden sich die Kondensatoren entsprechend schneller
oder langsamer auf. Wird die Frequenz des Signals erhöht, dann können sich die
Kondensatoren nicht mehr voll aufladen und entladen sich schon vor dem Erreichen
der maximalen Spannung. Daraus resultiert eine Dämpfung des Signals bei hohen
Frequenzen. Bei niedrigen Frequenzen ist die Dämpfung entsprechend geringer. Die
Rückkopplung mit dem Ausgang des OPVs verstärkt diese Dämpfung.
2. Hochpass:
Der Hochpass ist ebenfalls mit einer Einfachkopplung realisiert. Wie auch beim Tiefpass verläuft der Betragsfrequenzgang durch die gewählte Dimensionierung maximal
flach (Butterworth- Verlauf). Das Eingangssignal durchläuft zunächst das erste RCGlied. Umso niedriger die Frequenz der Eingangsspannung wird, umso größer wird
der Blindwiderstand an den Kondensatoren C3 und C4. Folglich fällt am Widerstand R1 eine geringe Spannung ab. Im nächsten RC- Glied wiederholt sich der
Vorgang. Durch die Rückkopplung vom Ausgang des Operationsverstärkers auf das
erste RC- Glied wird der Dämpfungseffekt noch verstärkt. Gestaltet man nun die
Kondensator und Widerstandswerte variabel, wird die Grenzfrequenz des Filters
einstellbar.
Der Kondensator C5 ist ein Abblock- Kondensator und dient der Spannungsstabilisierung wodurch Rauschen in der Schaltung reduziert wird.
Schaltpläne
Abbildung 37: Schaltplan des Filtermoduls
43
2 KOMPONENTEN
Dimensionierung
1. Tiefpass Innere Verstärkung = 1, daraus folgt
HT P (s) =
1
1 + sωo [R2 C2 + R1 C2 ] + S 2 ω02 R1 R2 C1 C2
(17)
dann führen wir die Koeffizientenvergleich durch
HT P (s) =
1
X
!
=
2
2
1 + sωo [R2 C2 + R1 C2 ] + S ω0 R1 R2 C1 C2
1 + a1 S + a2 s 2
(18)
ergibt
R1 =
a1 C 1 ±
p
a21 C12 − 4a2 C1 C2
a2
R2 =
2C1 C2 ω0
2R1 C1 C2 ω0
(19)
a1 C 1 +
p
a21 C12 − 4a2 C1 C2
2C1 C2 ω0
(20)
a1 C 1 −
p
a21 C12 − 4a2 C1 C2
2C1 C2 ω0
(21)
nehmen wir
R1 =
dann folgt
R2 =
Damit der Wert unter der Wurzel in Widerstandsgleichungen positiv ist, muss die
Bedingung
C1 ≥ C2
4a2
= 2C2
a21
(22)
erfüllt sein. Wegen ihrer großen Flankensteilheit im Amplitudenfrequenzgang und
kleiner überschwingung im Phasenfrequenzgang benutzen wir die Butterworth-Approximation,
und so lauten unsere Polynomkoeffizienten
a1 = 1, 4142
a2 = 1
(23)
Wir wählen zwei Kapazitäten, die die obigen Voraussetzungen erfüllen und bestimmen wir die Werte der Widerstände nach den obigen Formeln. Annahme unter
Berücksichtigung der Voraussetzung [6]:
C1 = 220nF
und folgt
44
C2 = 100nF
(24)
2 KOMPONENTEN
R1 = 15, 8kΩ
R1 = 157, 2Ω
R2 = 28kΩ für fg = 50Hz
R2 = 293Ω für fg = 5kHz
(25)
(26)
2. Hochpass
Für die Kondensatoren C3 und C4 werden beliebig leicht zu beschaffende Bauteilwerte (z.B. 1nF- 10nF) gewählt. Zur Vereinfachung der Dimensionierung gilt
C3 =C4 =C.
Je nachdem welche Bandbreiten und welcher Filterverlauf realisiert werden
sollen werden die Widerstandswerte für R5 und R6 berechnet.
Aus der Übertragungsfunktion
HHP (sn ) =
1
1
C 2 R5 R6 ωg2 s2n
1
+ CR26 ωg s1n + 1
(27)
lassen sich die Widerstände entsprechend bestimmen. Für einen ButterworthFilter benutzt man die Filterkoeffizienten a=1 und b= 1,4142.
Für die Widerstandswerte folgt daraus:
R5 =
b
4ΠCfg a
(28)
R6 =
1
ΠCfg b
(29)
Zunächst werden die Widerstände für die obere Grenzfrequenz dimensioniert
(Standard 10kHz). Die hieraus resultierenden Werte werden als feste Widerstände
gewählt. Danach folgt die Berechnung für die untere Grenzfrequenz (Standard:
5kHz). Aus den resultierenden Werten wird die Differenz zur Dimensionierung
für die obere Grenzfrequenz gebildet. Diese Werte werden dann für die regelbaren Widerstände R5B und R6B verwendet. Standardmässig werden Stereo- Potentiometer verwendet um beide Gesamtimpedanzen zugleich regeln zu können.
Als Operationsverstärker kann jeder gängige (am besten rauscharme) OPV
mit einer Betriebsspannung von ±15V verwendet werden. (Standard: TL072
für Hochpass und Tiefpass zusammen)
Simulation
1. Tiefpass
Bei der Simulation der dimensionierten Schaltung wurden jeweils Amplitudengang
und Phasengang für die untere und obere Grenzfrequenz des Filters geplottet. Im
den Plots kann man sehen, dass die Knickfrequenzen mit den theoretischen Berechnungen übereinstimmt.
45
2 KOMPONENTEN
Abbildung 38: Simulation für fg = 50Hz
Abbildung 39: Simulation für fg = 5kHz
2. Hochpass Für die Simulation wurde ein sinusförmiges Signal mit einer Amplitude
von 20V gewählt. Es wurde jeweils der Betragsfrequenzgang bei der unteren und
oberen Grenzfrequenz des Filtern betrachtet. Bei richtiger Dimensionierung ist die
Verstärkung bei der jeweiligen Grenzfrequenz um 3dB gesunken.
Inbetriebnahme
Der Drehschalter wird auf den gewünschten Betriebszustand eingestellt. Steht der Drehschalter auf der Stellung Allpass (AP) bleibt das Eingangssignal ungefiltert. über die
beiden Grenzfrequenzregler wird die Grenzfrequenz der jeweiligen Filter eingestellt.
46
2 KOMPONENTEN
2.2.2 LFO
Carlotta Baumann
Beschreibung der Schaltung
Mit dieser Schaltung soll ein Dreiecksignal erzeugt werden, dies wird mit Hilfe einer geeigneten Außenbeschaltung eines NE555 realisiert. Diese Schaltung ist ein Signal-Generator.
Sie benötigt folglich keine speziellen Eingangssignale. Als Eingangssignal dient hier die
allgemeine Versorgungsspannung (Ub =+15V). Als Ausgangssignal erhalten wir ein Dreiecksignal zwischen 5 und 10V, mit einer Frequenz von ca.0-140Hz. Diese Schaltung soll
später die Aufgabe eines LFO (Low Frequency Oscillator) übernehmen.
47
2 KOMPONENTEN
Schaltplan
Die Kondensatoren C1 und C3 sorgen dafür, dass die Schaltung nicht ins schwingen gerät.
Abbildung 42: Schaltplan LFO
Ein Kondensator schließt die Control-Voltage auf Signal-Null und der andere wird am
NE555 zwischen Masse und Betriebsspannung geschaltet.
Die von der Schaltung ausgegebene Spannung bewegt sich zwischen 13 Ub und 23 Ub , also
ziwschen 5 und 10V.
Die Frequenz des Dreiecksignals kann aus den Widerständen R555 , R32 , R31 und dem
Kondensator C2 berechnet werden.
Da (R555 + R32 ) >> R31 ist kann vereinfachend angenommen werden dass die Lade- und
Entladezeit des Kondensators C2 gleich ist!
TL ≈ TE
also ist ergibt sich eine Periodendauer T = 2TL Somit kann die Frequenz errechnet werden:
f=
1
T
mit T = 2 ∗ 0, 69(R555 + R32 )C2
So können verschiedene Frequenzbereiche realisiert werden (R555 ist hier ein Potentiometer
mit 3,9M Ohm).
Dimensionierung
C1 und C3 werden auf 10nF, und R33 auf 47k Ohm festgesetzt. Die berechneten Werte
für die restlichen Bauteile konnten nicht richtig verwendet werden, entweder war der
48
2 KOMPONENTEN
Abbildung 43: Simulation mit R555 = 3, 9Ω
Abbildung 44: Simulation mit R555 = 0Ω
Frequenzbereich nicht passend oder der LFO wies nicht erwünschte Verhaltensweisen auf.
Durch Testen an einer Versuchsplatine wurden folgende Werte festgelegt:
C2 = 22nF, R31 = 4, 7kOhm, R32 = 33kOhm und das Potentiometer R555 = 3, 9MOhm
Simulation
Um das Dreiecksignal richtig abgreifen zu können werden an Ground (GND) und an den
Ausgang Ua Messspitzen angebracht. Da der Widerstand R555 aus einem Potentiometer
besteht kann das Ausgangssignal Ua verändert werden. Dieser Widerstand wirkt sich auf
die Frequenz von Ua aus. Mit dem Potentiometer können Widerstandswerte zwischen
ca.1 Ohm und 3,9M Ohm eingestellt werden. Je höher der Widerstand des Potentiometer
gedreht wird desto tiefer wird die Frequenz des Ausgangssignals.Um die Ausgangssignal
anschaulich darzustellen muss ein geeignetes Zeitintervall gewählt werden. z.B. 3s bzw
300ms .
Inbetriebnahme
Wie in den Abbildungen 43 und 44 kann man den Effekt des R555 auf das Ausgangssignal
erkennen! Abgenommen wird das Ausgangssignal am Pin 2 oder Pin 6. Je nach beliegen
können nun mittels des Widerstandes verschiedene Frequenzen eingestellt werden!
49
2 KOMPONENTEN
2.2.3 LFO-Sym
Carlotta Baumann, Yosri Jlassi
Beschreibung
LFO-Sym. ist ein invertierender Addierer. Das Ausgangssignal der LFOs wird mit einer
Offsetspannung zusammen addiert um ein Symmetrischer Ausgangssignal (AC ± 5V ) zu
bekommen.
Schaltplan
Am LFO-Eingang der Schaltung liegt einen Dämpfungs-Potentiometer, das die Intensität
Abbildung 45: LFO-Sym
des Signals aus dem LFO kontrolliert.
Am zweiten Eingang liegt die Offsetspannung die für die Symmetrie des Ausgangssignals
zuständig ist.
Dimensionierung
Die Dimensionierung Widerstände des invertierenden Addierers wurden aus Stabilitätsgründen gleich gewählt. R23=R22=R21=R=100k, (Verstärkungsfaktor = 1).
50
2 KOMPONENTEN
2.2.4 S/H-LFO*-Sum
Dominik Pernthaler, Carlotta Baumann, Yosri Jlassi
Beschreibung
S/H - LFO* SUM ist ein invertierender Addierer Schaltung, die aus 2 OPVs besteht.
Anhand des ersten wird der Summierer realisiert, die beiden Ausgangssignale aus dem
Sample and Hold Glied (0V-10V DC) und dem LFO* (±5V AC) werden zusammen addiert
und weiter an die zweite Teilschaltung(Invertierender Verstärker) gegeben um ein positiver
Ausgangssignal zu haben
Schaltplan und Dimensionierung
U1B stellt einen invertierenden Addierer dar. Der Potentiometer am S/H-Eingang dient
Abbildung 46: LS/H-LFO*-Sum
fr Dmpfung des Signals aus dem Sample and Hold Glieds, und die restliche Widerstände
haben den Gleichen Wert R=1k für die Stabilität der Schaltung (V=1).
U1C ist ein invertierender Verstärker, und soll das negative Ausgangssignal aus U1B
umstellen.
Die Widerstände um U1C haben den gleich Wert, R5=R4=R=10k.
Verstärkungsfaktor V=1.
51
2 KOMPONENTEN
2.2.5 ADSR
Felix Bohn und Lars Riechert
Beschreibung
Die Aufgabe der ADSR-Schaltung besteht darin, eine gesteuerte Attack-, Decay-, Sustainund Release-Phase mittels des durch den Eingangsdifferenzverstärkers aufbereiteten Triggersignals der Tastatur einzuleiten. Der Hüllkurvengenerator selbst erzeugt dabei ein analoges Signal (einen Spannungsverlauf), benötigt jedoch diskrete Steuersignale, welche den
Beginn oder das Ende der vier Phasen des Spannungsverlaufes codieren, denn durch diese
diskreten Steuersignale werden einzelne Teile der ADSR-Schaltung ein- oder ausgeschaltet. Für drei dieser Phasen wird ein eigenes Steuersignal benötigt, jedoch nicht für die
Sustain-Phase, da diese fließend aus der Decay-Phase übergeht und mit dieser zusammengefasst werden kann.
Wird in der ADSR-Schaltung ein NE555 oder ein vergleichbarer IC eingesetzt, so ist dieser
in der Lage das Ende der Attack-Phase und somit den Anfang der Decay-Phase selbst zu
steuern.
Es verbleiben also zwei Steuersignale, welche durch den Subtrahierer erzeugt werden
müssen; eines für den NE555, mit welchem die Attack-, Decay- und Suscain-Phase implementiert werden und ein weiteres für ein Schaltglied (z.B. einen Bipolartransistor),
welches auf Erdpotential schaltet und somit die Entladung während der Release-Phase
ermöglicht und gleichzeitig den NE555 mithilfe des Resets deaktiviert.
Funktionsbeschreibung:
1. Ausgangssituation: Liegt der Eingang auf Erdpotential, so gibt der als Komparator
beschaltete IC +15V auf den Ausgang. Der Transistor T1 schaltet auf Durchlassbetrieb und hält somit den Reset gesetzt, wodurch kein Aufladen von C6 möglich
ist und die eventuell vorhandene Restspannung sich über das Release-Potentiometer
entladen kann.
2. Taste wird gedrückt: Wird eine Taste gedrückt, so sinkt die Spannung am Ausgang
vom Diffenrenzverstärker auf -15V. Dadurch schaltet der Transistor T1 auf Sperrbetrieb und zieht das Potential des Knotens zwischen R6 und T1 auf High (+15V).
Außerdem wird der Kondensator C3 auf 30V aufgeladen (Potentialdifferenz ±15V).
Dabei wird das Potential am Triggereingang vom NE555 fr wenige Millisekunden
von +15V auf -0.68V (Grenzspannung der Diode D4) herunter gezogen, bis das
Aufladen des Kondensators C3 vollendet wurde.
3. Arbeitsbeginn: Durch den kurzen Potentialabfall, am Triggereingang beginnt der
NE555 zu arbeiten (Arbeitseinsatz, sobald Spannung am Triggereingang unter 13
der Betriebsspannung fällt). Die Diode D4 verhindert mittels Entladen des Kondensators C3 zur Masse, dass das Potential am Triggereingang unter -0.7V fällt, da
größere negative Spannungen am Triggereingang den NE555 zerstören könnten.
Durch das High-Potential am Reset-Pin des NE555 (Knoten zwischen R6 und T1)
ist dieser nicht mehr gesetzt. Dadurch reagiert der NE555 auf das Trigger-Signal.
Mit Arbeitsbeginn des NE555 wird der Ausgang Q auf Betriebsspannung geschaltet.
52
2 KOMPONENTEN
4. Attack-Phase: Nun beginnt die Attack-Phase. Durch das High-Potential an Q, wird
der Kondensator C6 ber das Attack-Potentiometer aufgeladen und gleichzeitig auf
den Ausgang ausgegeben. Der Threshold-Pin am NE555 detektiert, wann der Kondensator C6 auf 23 der Betriebsspannung (10V) des NE555 aufgeladen ist und leitet
die nächste Phase ein.
Während der Attack-Phase kann sich der Kondensator C6 nicht über das DecayPotentiometer entladen, da der Discharge des NE555 offen hängt und somit das
Decay-Potentiometer ebenfalls auf High-Potential liegt. Gleichzeitig verhindert die
Diode D2 ein aufladen ber das Decay-Potentiometer.
Genauso wenig kann sich der Kondensator C6 ber das Release-Potentiometer entladen, da der Reset-Pin durch den sperrenden Transistor T1 ebenfalls auf HighPotential liegt.
Die Diode D3 verhindert das Aufladen über das Release-Potentiometer.
5. Attack-Phase endet: Wenn die Thresholdspannung (2/3 der Versorgungsspannung
= 10V) am Kondensator C6 erreicht ist, schaltet der NE555 um. Dadurch liegen
nun Q und Discharge auf Masse. Die Attack-Phase wird also beendet. Ein Entladen
über das Attack-Potentiometer wird durch die Diode D1 unterbunden.
6. Decay- und Sustain-Phase: Da der Discharge nun auf Masse liegt, kommt das SustainPotentiometer zum Einsatz. Das Sustain-Potentiometer, welches nun - Dank des auf
Masse liegenden Discharges - als Spannungsteiler arbeitet, zieht das Potential am
Decay-Potentiometer auf den des Sustain-Pegels. Dadurch wird Kondensator C6
sofort ber das Decay-Potentiometer entladen und auf dem Sustain-Pegel gehalten.
Der Widerstand R1 sorgt dafür, dass der Sustain-Pegel die Thresholdspannung nicht
überschreiten kann, wodurch weiteres aufladen verhindert wird.
7. Triggersignal endet (Taste losgelassen): Wenn das Gatesignal am Eingang endet,
steigt die Ausgangsspannung der Eingangsschaltung wieder auf +15V, wodurch der
Transistor T1 wieder auf Durchlassbetrieb schaltet. Dadurch wird der Knoten zwischen T1 und R6 wieder auf Masse gezogen, womit die letzte Phase der Hüllkurve
eingeleitet wird.
8. Release-Phase: Nun kann sich die restliche Spannung des Kondensators C6 über das
Release-Potentiometer entladen. Am Ausgang ist noch ein Spannungsfolger angeschlossen, der das Auf- und Entladen des Kondensators C6 durch eine Folgeschaltung
verhindern soll.
9. Rücksetzen: Mit Beenden des Trigger-Signals wird außerdem der Reset durch das
Anlegen der Masse über T1 gesetzt, womit ein gleichzeitiges erneutes Aufladen ohne
Trigger-Signal verhindert wird.
Nun ist die Schaltung bereit für den nächsten Tastendruck. Die jeweiligen Phasen
können jeder Zeit durch Loslassen der Taste (Ende des Triggersignals) abgebrochen
bzw. übersprungen werden. Genauso kann jederzeit durch erneutes Drücken einer
Taste eine neue Attack-Phase eingeleitet werden. Die ursprüngliche Hüllkurve geht
dadurch aber verloren.
Schaltplan
Der Schaltplan des ADSR ist in Abb.:47 zu sehen.
53
2 KOMPONENTEN
Abbildung 47: ADSR - Schaltplan
Dimensionierung
TR1, TR2, TR4: Die Potentiometer TR1, TR2 und TR4 wurden mit 1M Ω möglichst
groß gewählt, um eine möglichst flexible Zeiteinstellung zu ermöglichen.
TR3: Das Potentiometer TR3 wurde mit 10kΩ frei gewählt.
R1, R1.1: Der Widerstand R1 soll dafür sorgen, dass das Sustain-Level nicht über
2
der Versorgungsspannung liegen kann.
3
R1 =
15V · 10kΩ
− 10kΩ = 5kΩ
10V
(30)
Aus der Spannungsteilerformel geht hervor, dass R1 mit 5k Ω zu realisieren ist.
Damit der Sustainpegel bei mittiger Einstellung auch genau die halbe Ausgangsspannung hat, muss R1 mit möglichst genau 5k Ω realisiert werden. Dazu wurden
2x10kΩ Widerstände parallel geschaltet.
C1: Der Kondensator C6 wurde nach zeitlich realistischen Werten ausgewählt. Je
größer C1 desto mehr Zeit wird für die Ladevorgänge beansprucht. 1µF ist ein für
Synthesizer typischer Wert, so dass mit den Potentiometern TR1, TR2 und TR4
eine maximale Auf- bzw.. Entladezeit von 2.1 Sekunden entsteht.
R2, R3, R4: Die Ladezeit eines Kondensators berechnet sich vereinfacht mittels:
tL = 5 · R · C
(31)
Die Zeit für das Aufladen auf 32 der Versorgungsspannung, beträgt nach Kondensator-
54
2 KOMPONENTEN
Ladekurve
tL = 1 · R · C
(32)
Aufgrund der Reaktionszeit der Schaltung von ca. 5ms, wird der Widerstand R4
nach der Formel
R=
tL
5 · 10−3 s
=
= 500Ω
1·C
1 · 10−6
(33)
berechnet, um überschwingen zu vermeiden. Die Widerstände R2 und R3 werden nach den selben Kriterien bestimmt. Zur Dimensionierung wurden 560 Ω Widerstände gewählt.
C2: Der Kondensator C2 wurde nach Datenblatt auf 100nF gesetzt.
C4: Zur Stabilisierung der Versorgungsspannung des NE555 wird C4 benötigt. Dieser
soll also kleine hochfrequente Spannungsspitzen entfernen und wurde daher Standardmäßig zu 100nF gewählt.
R11: Nach einem Kompromiss aus Stromverbrauch und Störungsanfälligkeit wurde
R11 zu 1kΩ gewählt.
R5: Die Schwellspannung soll die Hälfte der maximalen Eingangsspannung, also
U 2 = 2, 5V betragen. Aus der l folgt:
R5 =
−1kΩ · 2, 5V − 15V
−R11 · (U 2 − U b)
=
= 5kΩ
U2
2, 5V
(34)
C3: Der Kondensator C3 sei mit 10nF frei gewählt (preiswerter und gut verfügbarer
Wert).
R7: C3 und R7 bilden ein RC-Glied, dessen Aufladung sich über folgende Gleichung
berechnen lässt:
U (t) = U max · (1 − e(−t/τ ) )
(35)
wobei t = 1ms sein soll (die Zeit werde nur für das Wiederaufladen benötigt, das
Entladen durch den OPV geschehe sofort), C3 = 10nF , die Ausgangsspannung
U max = 15V und die Endspannung, welche grade noch ausreicht um einen NE555
zu triggern, U = 5V . Es folgt durch Umformung:
R=
t
= 29kΩ
C · ln((U max − U ) · U max)
(36)
R9: Die Schaltspannung für den nachfolgenden Transistor beträgt weniger als ein
Volt und wird für die nachfolgenden Berechnungen vernachlässigt, der Spannungsabfall am Widerstand betrage also U b+ = 15V . Wenn man einen maximalen Ausgangsstrom des Transistors von 50mA annimmt, so ergibt sich aus dem Datenblatt
ein Schaltstrom von 2,5 mA. Es folgt:
R9 =
Ub
15V
=
= 6kΩ
I
2, 5mA
55
(37)
2 KOMPONENTEN
Dieser Widerstand wurde mit 5, 6kΩ realisiert.
C6: Der Kondensator C6 wurde im Nachhinein frei zu 40pF gewählt.
R26: Der Widerstand R26 dient als Pull-Down Widerstand und wurde deswegen
möglichst groß auf 820kΩ gewählt.
Simulation
Eingangschaltung:
Die Eingangsschaltung wurde einzeln simuliert (Eingangsverstärker mit den Widerständen
R11, R5, R7, R9 sowie dem Transistor T1 und dem Kondensator C3) Die Symmetrische
Spannungsversorgung wurde über 2 Spannungsquellen V1 und V2 realisiert. Das Eingangsignal wird durch eine Trapezspannungsquelle simuliert, mit Anstiegs- und Abfallzeiten von 0s, daher also eine Rechteckspannungsquelle, die Signalpegel betragen 0V und
5V, die anderen Parameter werden später variiert. Vor der ersten Schwingung wird das
Signal fr 500ms auf 0V gehalten. Der TL081 wurde durch ein uA741 ersetzt, der auch
das gewünschte Verhalten zeigt. Die Ausgänge wurden über 1M Ω Widerstände gegen
Masse gelegt, da die Simulation sonst nicht lauffähig ist. Auf einen niederohmigen Ausgangswiderstand an Ausgang 2 wird verzichtet, da auch dieser die Eingangskennlinie eines
Transistors nur unbefriedigend darstellen würde. Für die späteren Simulationen wurden
3 Spannungsmesspunkte eingefügt, jeweils einer je Ausgang und einer an der Spannungsquelle. Die Simulationen haben gezeigt, dass die Dimensionierung der Bauelemente unkritisch ist, sie können problemlos durch welche aus den E-Reihen ersetzt werden. Abb. 48:
Abbildung 48: Simulation Eingangsschaltung 1
In der ersten Simulation wird die Schaltung unter idealen Arbeitsbedingungen getestet.
Die Spannungsversorgung ist stabil bei ±15V . Bei einer Periodendauer von 3 Sekunden,
liegt das Eingangsignal für 1 Sekunde auf High-Level. Man kann erkennen, dass das Eingangsignal einen etwas Trapezförmigen Verlauf hat, was jedoch irrelevant ist.
Der Ausgang 1 ist fr die Ansteuerung des Transistors T1 zuständig. Dieser hat einen Pegel
von −15V , wenn kein Eingangsignal anliegt. Wenn das Eingangssignal auf +5V springt,
liegen am Ausgang +15V an. Diese Spannung würde jedoch durch den fließenden Strom
später an R3 deutlich abfallen.
56
2 KOMPONENTEN
Die beiden Abbildungen 49 und 50 zeigen den Verlauf der Spannung am Ausgang 2, wenn
das Eingangsignal (grün) eine Flanke hat.
57
2 KOMPONENTEN
Es hat einen Ruhepegel von 15V. Es fällt linear ab auf 0V und steigt linear wieder an,
bei einer abfallenden Flanke des Eingangssignals verhält es sich umgekehrt; hier steigt es
zunächst linear auf +30V an. Es ist zu erkennen, dass die Zeit in der das Signal unterhalb
von 5V liegt weniger als 1ms beträgt, was in der PS1 gefordert wurde.
Aus der Auswertung der beiden Ausgangssignale ergibt sich, das sich die Schaltung in der
Simulation wie gewünscht verhält. Es liegen keine Auffälligkeiten vor.
Simulation2: Bei dieser Simulation wurde die Versorgungsspannung auf ±7V reduziert.
Die Sonstigen Parameter entsprechen denen aus der Simulation1:
Die Auswertung ergibt, dass sich die Schaltung ähnlich Simulation1 verhält, die Ausgangspegel, siehe Abb.: 51 überschreite dabei natürlich +7V nicht, bzw. unterschreiten
-7V nicht. Auch die Pulsdauer von Signal 2 ist unverändert. Diese Schaltung wäre noch
funktionsfähig.
Simulation3: Für die 3. Simulation wurden sehr kurze Steuerimpulse angenommen, die
Periodendauer des Steuersignals beträgt 500µs, wobei der Pegel fr 100µs auf +5V liegt.
Die Simulationsdauer beträgt 5ms.
Das Ausgangssignal 1 (Abb.: 52) zeigt weiterhin kein auffälliges Verhalten, es schaltet
sauber durch, bei einer hohen Flankensteilheit. Es ist jedoch zu erwarten, dass in der
58
2 KOMPONENTEN
Praxis Probleme auftreten könnten, wenn eine niederohmigere Last geschaltet wird. Das
Ausgangssignal 2 sieht stark verändert aus. Es kehrt nicht zu seinem Ruhepegel von +15V
zurück. Der Abfall auf 0V verläuft identisch dem in Simulation1, der logarithmische Anstieg jedoch wird schnell von der nächsten Flanke unterbrochen und das Signal steigt
wieder auf +30V an bevor es auf +15V zurückkehren kann. Der logarithmische Abfall
von 30V auf 15V kann auch nicht vollständig erfolgen. Allerdings ist der zur Ansteuerung
der nächsten Stufe notwendige Puls auf 0V noch ausreichend. Zusammengefasst kann man
also davon ausgehen, dass die Schaltung auch unter diesen Bedingungen wie gewünscht
funktioniert.
ADSR Der ADSR-Teil der Schaltung wurde ohne Eingangsschaltung mit der Funktion
Transient über 10 Sekunden simuliert. Als Eingangssignal dient ein Trigger-Signal von
±15V, da die Eingangsschaltung vor dem Drücken einer Taste (Zustand 1) +15V ausgibt.
Durch Drücken der Taste (Zustand 2) senkt die Eingangsschaltung die Spannung auf 15V, solange wie die Taste gehalten (Zustand 3) wird. Mit Loslassen der Taste (Zustand
4) steigt die Spannung wieder auf +15V. Mit der Inbetriebnahme der Schaltung, wird
zunächst der Kondensator C6 über das Release-Potentiometer entladen. Zustand 1: Nach
4 Sekunden wird die Taste gedrückt, wodurch die Attack-Phase beginnt. Nun steigt die
Spannung auf 10V. Die Aufladezeit, wird durch das Attack-Potentiometer TR1 bestimmt.
Zustand 2: Durch das Halten der Taste, setzt direkt nach erreichen der 10V, die DecayPhase ein. Das Decay-Potentiometer bestimmt, in welcher Zeit, der Kondensator C6 auf
das Sustain-Level entladen wird. Zustand 3: Solange wie die Taste gehalten wird, wird auch
die Kondensator-Spannung auf dem Sustain-Pegel gehalten. Das Sustain-Potentiometer
bestimmt die Höhe des Pegels 0 − 10V . Zustand 4: Drei Sekunden nach drucken der
Taste, wird diese wieder losgelassen. Dadurch setzt die Release-Phase ein. Das ReleasePotentiometer bestimmt dabei, wie lange es dauert, bis sich der Kondensator C6 komplett
entlädt.
Diagramme:
Als Eingangssignal wird die Ausgangsspannung der Eingangsschaltung verwendet. Im Diagramm Abb.: 53 wurde eine Kurvenschar der Attack-Phase dargestellt. Decay- und Release Zeit wurden Maximal gewählt. Der Sustain-Pegel wurde auf 5V gesetzt, um die Auswirkungen des Attack-Potentiometers auf die Decay-Phase deutlicher zeigen zu können.
Im nächsten Diagramm (Abb.: 54) ist eine Kurvenschar der Decay-Phase mit einer kurzen
Attack-Zeit, einem niedrigen Sustain-Level, sowie einer maximaler Release-Phase dargestellt. Die Kurvenschar der Sustain-Phase wurde mit einer langen Attack- und Release-Zeit
sowie einer kurzen Decay-Phase simuliert (Abb.: 55). Zuletzt folgt eine Kurvenschar der
Releasephase (Abb.: 56) mit einer kurzen Attack- und Decayphase, sowie einem hohen
Sustainpegel. Außerdem wurde das Loslassen der Taste diesmal auf 2 Sekunden nach vorne gezogen. Wenn man die Grafiken überlagert, kann man jeden Signalverlauf erreichen,
den man sich wünscht. Die einzelnen Phasen können jeweils über eine Zeit von bis zu
4,5 Sekunden variieren (Attack-Phase nur rund 1,2 Sekunden). Störungen: Die Temperaturabhängigkeit des NE555 gilt für die Gesamte Schaltung (mindestens 0 − 70◦ C ohne
störende Einflüsse). Für den Fall, dass die Negative Betriebsspannung ausfällt, reichen
-2V um die Funktion der Schaltung zu erhalten.
Alle Potentiometer Maximal sowie ein mittleres Sustainlevel gewählt, ergibt den typischen
ADSR-Verlauf, wie er unter idealen Bedingungen aussehen sollte zeigt die Abbildung: 57.
59
2 KOMPONENTEN
Abbildung 53: Simulation Kurvenschar Attackphase
Abbildung 54: Simulation Kurvenschar Decayphase
Abbildung 55: Simulation Kurvenschar Sustainphase
Abbildung 56: Simulation Kurvenschar Releasephase
60
2 KOMPONENTEN
Abbildung 57: Simulation Hüllkurve
Kalibrierung Der ADSR wurde so konzipiert, dass mit der zugehörigen Tastatur keine
Kalibrierung notwendig ist. Wenn eine andere Tastatur verwendet werden soll, muss darauf geachtet werden, dass das Triggersignal für den ADSR unabhängig von dem TriggerSignal für die Schwingungsplatine ist. Außerdem muss die Vergleichsspannung am Eingangsverstärker eventuell angepasst werden. Dazu müsste der Spannungsteiler aus R11
und R5 angepasst werden.
Inbetriebnahme
Der ADSR des Synthesizers wird mittels Drücken und Loslassen einer Taste auf der Tastatur automatisch mit ausgelöst. Die verschiedenen Phasen können mit Hilfe der Regler
eingestellt werden.
61
2 KOMPONENTEN
2.2.6 VCA Gruppe 2
Eric Kallenbach
Beschreibung
Der VCA wurde von der Gruppe 1 (Siehe Abschnitt: 2.1.3) übernommen. Da der VCA
das letzte Glied beim Synthesizer ist, wurde an den Ausgang noch ein Impedanzwandler
angeschlossen.
Abbildung 58: Schaltplan VCA2
Schaltplan
62
2 KOMPONENTEN
2.2.7 VCO
Dominik Pernthaler
Beschreibung
Der VCO (eng.: Voltage Controlled Oscillator, dt.: spannungsgesteuerter Oszillator) erzeugt die Grundschwingung des Synthesizers. Als Eingang erfährt er eine Spannung, die
proportional zur Frequenz des Dreiecksignals am Ausgang ist. Das Ausgangssignal deckt
den Spannungsbereich von 0 bis +10V ab.
Schaltplan
Abb.: 59. zeigt den Schaltplan des VCO’s. vI ist die Steuerspannung. Die Widerstände R3 1
Abbildung 59: Schaltplan des VCO
und R3 2 bilden einen Spannungsteiler, der auf dem nicht invertierenden Eingang von OA
die Spannung vI /2 herstellt. OA reagiert darauf mit einem Strom iC , der über den durch
C gebildeten Rückkopplungszweig ebenfalls das Potential von vI /2 am invertierenden
Eingang von OA herstellt.
Phase 1: Es sei anfangs vT R = 0V . Der Spannungsvergleicher CMP erfahre am nicht
invertierenden Eingang eine Spannung die größer ist als vT R = 0V am invertierenden
Eingang. Das hat zur Folge, dass der bipolare Ausgangstransistor von CMP sperrt. Somit stellt sich die Spannung vS Q genau nach dem Spannungsteiler R1 , R2 auf 10V ein.
(Der Spannungsteiler kann als unbelastet angesehen werden, weil weder der Ausgang von
CMP, noch der nicht invertierende Eingang von CMP, noch das Gate des n-MOSFET M1
relevante Ströme aufnehmen.) Wegen der hohen Gate-Drain-Spannung am n-MOSFET
M1 sperrt dieser. Dadurch kann über dem Widerstand R kein Strom abfließen. Dies hat
zur Folge, dass der gesamte Strom iI (der ja zu jedem Zeitpunkt linear abhängig von vI
ist) über den Kondensator C in den Ausgang von OA fließt. Der innerhalb von Phase 1
63
2 KOMPONENTEN
R
konstante Strom iC bewirkt folgendes Verhalten der Spannung: vC (t) = (1/C) iC (t) dt,
ausgehend von der Spannung vC (t = 0) = vI /2. Aus vT R(t) = vI /2vC (t) ergibt sich der
Spannungsverlauf von t = 0 bis t = T /2.
Phase 2: Sobald die Spannung vT R am invertierenden Eingang von CMP 10V erreicht,
und somit größer ist als die Spannung am nicht invertierenden Eingang, schaltet CMP
seinen Ausgangstransistor gegen Masse durch. Wegen vCE (sat) = 0V ist vS Q = 0V .
Dies hat zur Folge, dass M1 eingeschaltet wird. Somit kann der Widerstand R als gegen
Masse verbunden angesehen werden. Das Potential am nicht invertierenden Eingang von
OA wird ja immer auf vI /2 gehalten, folglich fließt der Strom 2iI über R nach Masse.
Aus der Knotenregel folgt, dass nun über
R den Kondensator C der Strom iC = iI fließt,
und ein Entladen nach vC (t) = (1/C) iC (t) dt ausgehend von vC (t = T /2) = vI /210V .
Entsprechend sinkt die Spannung vT R(t) wieder linear, bis sie 0V erreicht und den Spannungsvergleicher zum Umschalten bewegt.
Dann beginnt der Zyklus wieder von vorne.
Dimensionierung
Für die Anwendung in einem Synthesizer sind in etwa Grundfrequenzen im Bereich von
10Hz bis 10kHz erforderlich. Für einen mit konstantem Strom durchflossenen Kondensator gilt der Zusammenhang ∆t = ∆vC/I. In unserem Fall ist I = vI /(4R), ∆v = 10V
und ∆t = T /2. Daraus folgt, dass f 0 = vI /(8RC10V ). Mit R = 10kΩ, und C = 1, 25nF
erreichen wir eine Sensibilität k = 1/(8RC∆v) = 1kHz/V . Somit können wir mit einer
Steuerspannung von 10mV bis 10V den gewünschten Frequenzbereich abrufen.
Simulation
Die Schaltung wurde in PSpice simuliert. Die erforderlichen Bauteile konnten aus den
Abbildung 60: Simulationsergebnisse des VCO
PSpice-Bibliotheken bezogen werden. Als Eingangssignal wird eine Rechteckspannungsquelle gewählt. Sie wird sozusagen zweckentfremdet, weil nur die sonst als unvermeidbarer
Nebeneffekt auftretende Anstiegsphase der Spannung verwendet wird. Sie wird dermaßen
groß eingestellt (TR = 100ms), dass wir das Frequenzverhalten der Schaltung whärend
der Anstiegszeit von 10mV auf 10V beobachten können. Abb. 60. zeigt die Ausgangsspannung und die Spannung am Ausgang des Komparators CMP in Abhängigkeit der
Eingangsspannung VIN .
64
2 KOMPONENTEN
Inbetriebnahme
Der VCO wird mit der ±15V symmetrischen Spannung von der Backplane versorgt. Er
benötigt keine Kalibrierung, da die genaue Spannungs-Frequenz-Abhängigkeit direkt an
der Tastatur des Synthesizer eingestellt wird. Die Ansteuerung erfolgt indirekt über die
Tastatur und den LFO.
65
2 KOMPONENTEN
2.2.8 VCO-Sub
Beschreibung VCO-SUB ist eine Schaltung die als Aufgabe hat die Konditionierung
des Signals aus dem VCO. Die Schaltung stellt einen Addierer/Summierer mit OffsetKompensation, um aus 0V-10V AC ein +/-5V AC zu machen(Symmetrie).
Schaltplan . Auf eine Addierer-Basis wurde einen Substrahierer entworfen. Beide Ein-
Abbildung 61: VCO-Sub
gangsspannungen(VCO Signal und Offset) werden unter Bercksichtigung des Vorzeichens
addiert(Symmetrie).
Dimensionierung Der Spannungsteil für die Offsetspannung besteht aus 3k Widerstnde
darunter ein Potentiometer. Die Widerstände um den Addierer haben denselben Wert
R14=R15R16=R=100k, um den Verstärkungsfaktor V=1 zu haben.
Simulation
Abbildung 62: VCO-Sub
66
2 KOMPONENTEN
2.2.9 Tastatur
Ha Anh Phung
Beschreibung
Die Tastatur dient dazu elektrische Impulse zustande zubringen. Durch Drücken der Tasten wird eine bestimmte Steuerspannung über Spannungsteiler jeweils an den ADSR und
den VCO erfolgen. Dadurch lassen sich die Töne erzeugen. Als Eingangsignal benötigt man
+15V DC und die Ausgangsspannungen variieren im 200-500 mV-Bereich. Es werden 2
Tastaturen jeweils auf einer Hälfte der Platine aufgebracht, sie entsprechen 2 Oktaven.
Schaltplan
Abbildung 63: Tastaturschaltplan
Die Trimmer und der Vorwiderstand ermöglicht den Spannungsteiler. Wenn ein Taster
gedrückt wird, wird der mit ihm verbundene Trimmer mit dem Vorwiderstand und Masse
verbunden und somit entsteht eine Trigger-Spannung, deren Größe durch Einstellen am
Trimmer bestimmt werden kann.
Dimensionierung
IC-Typ : LM78L05 Kondensator : 100nF Die ICs wirken als Spannungsregler. Die Kondensatoren stabilisieren die Spannung.
67
2 KOMPONENTEN
2.2.10 PWM
Dominik Pernthaler
Beschreibung
Der Puls weiten-Modulator, kurz PWM, erzeugt ein Rechtecksignal. Die Frequenz des
Rechtecksignals ist gleich der Frequenz des am Eingang anliegenden Dreiecksignals, die
Pulsweite bestimmt die am Schwellen-Eingang anliegende Spannung.
Schaltplan
Abb. 64 zeigt den Schaltplan des PWM. Der OPV U3C fungiert als Kippstufe. Am nicht
Abbildung 64: Schaltplan des Pulsweiten-Modulators
invertierenden Eingang liegt die gleichspannungs befreite Dreieckspannung, die vom VCO
(und der Summationsstufe) generiert wurde, an. Am nicht invertierenden Eingang liegt die
Schwellspannung an bei der die Stufe kippt. So kann durch Veränderung der Schwellspannung die Pulsweite des Ausgangssignals verändert werden, ohne dass sich dessen Frequenz
ändert. Da das Signal am Ausgang von U3C im Sättigungsbereich des OPVs liegt, wir aber
eine Ausgangsspannung zwischen −5V und +5V wünschen, wird eine separat versorgte
OPV-Kippstufe K nachgeschaltet. Die Sättigungsschwellen Uout,max und Uout,min werden
ber die Betriebsspannungsteiler (RCMP1 und RCMP2) des OPV K eingestellt. Damit
man die Sttigungsschwellen an die Eigenschaften des realen OPVs anpassen kann, wird
das durch die Spindeltrimmer RCMP1 und RCMP2 einmalig gemacht. Die eigentliche Betriebsspannung wird betragsmig ca 1 bis 2V ber den Ausgangsschwellen von ±5V liegen.
Der Spannungsteiler R26-R27 bringt den Signalpegel in den Eingangsbereich des OPV
K. Damit der OPV K nicht zu stark Strom belastet wird (notwendig damit sich die Belastungen der Betriebsspannungsteiler nicht zu sehr ndern), ist noch ein Spannungsfolger
mit OPV U3D nachgeschaltet.
Dimensionierung
Der Spannungsteiler R26-R27 muss lediglich eine Spannung von ca. (-)13V auf unter
68
2 KOMPONENTEN
(ober) (-)5V und etwas größer (kleiner) als 0V teilen. Wir haben uns fr ein Teilingsverhltnis
von 11:1 entschieden welches mit R26 = 100k und R27 = 10k zu erreichen ist.
Die Spindeltrimmer RCMP1 und RCMP2 sollen einerseits eine möglichst Lastunabhängige
Betriebsspannung für OPV K liefern (möglichst niederohmig), andererseits keine große
Verlustleistung verursachen (möglichst hochohmig). Wir haben uns für einen Mittelweg
RCM P 1 = RCM P 2 = 5k entschieden.
Inbetriebnahme
Vor Inbetriebnahme des PWM ist es notwendig die Betriebsspannung des OPV K über
die Spindeltrimmer RCMP1 und RCMP2 so einzustellen, dass der Ausgang zwischen −5V
und +5V liegt.
69
2.3 Mixer-Modul
2 KOMPONENTEN
2.3 Mixer-Modul
Teilnehmerliste: Hussein Addin, Phillip Arnold, Hugues Kemayou, Dimitri Kraus, Daniel Maron, Sebastian Regler, Dmitrij Rosenthal. Die hier vorliegende Aufgabenstellung
des Schaltungsentwurfs teilt sich grundsätzlich in zwei Bereiche, wonach auch die weitere Arbeitsaufteilung erfolgte. Einerseits sollte Gruppe 3 dafür sorgen, dass, nachdem die
vorhergehenden Gruppen Signale erzeugten, eben jene Signale gemischt werden.
Andererseits wurde hier die Versorgungsspannung für alle Teilschaltungen erzeugt. An den
Mischer wurden, neben nicht zu überschreitenden Spannungsamplituden an den Schnittstellen mit der anschließenden Endstufe, auch Ansprüche an die Handhabung gestellt.
Jeder Kanal erforderte eine getrennte Gain-Regelung, um die Lautstärke einzustellen. Des
weiteren wurden die Mono-Kanäle in Stereo gewandelt und mit einer Balance-Regelung
versehen.
Die Realisierung stellte hierbei kein technisches Problem dar, womit gekämpft wurde war
die Unerfahrenheit einzelner Teilnehmer im Umgang mit Lötkolben, Zange und Ätzbad.
Die Gruppe zur Fertigung des Netzteils entschied sich zu einer einheitlichen Versorgung
mit ±15V für alle Teilschaltungen, da jedoch davon ausgegangen wurde, dass die Endstufe gröeren Lastschwankungen unterlag, entschied man sich für zwei getrennte Netzteile.
Grundlegende Anforderungen an die Netzteile waren, wie schon angemerkt, die konstante
Ausgangsspannung von ±15V und die Bereitstellung des nötigen Stromes.
2.3.1 Mischer
Daniel Maron
Beschreibung
Die eigentliche Mischung der Signale übernahm ein einfacher Addierverstärker bei dem
wir uns wieder für den Operationsverstärker TL074 entschieden. Dieser hatte in den vorangegangenen Tests einen zufriedenstellend kleinen Klirrfaktor gezeigt, sodass die eingehenden Musiksignale keiner starken Störung unterworfen wurden. Es wurden zwei Addierverstärker, für die beiden Ausgangssignale links und rechts, gebaut. Jeder der Addierer
erhielt jeweils einen Eingang aus dem Synthesizer, dem Mikrofon, dem AUX Eingang
und drei Drum-Eingänge, wobei die Lautstarke- und Balance-Regelung von zwei der drei
Drum-Signale auf eine zweite Platine ausgelagert sind, da diese erst nach dem Ätzen der
ersten Platine von Gruppe 1 angekündigt wurden. Die Rückführungswiderstände sind
gleich den Eingangswiderständen und ich auch nicht als Potentiometer ausgelegt, da die
gesamte Lautstärke und Balance-Regelung auf andere Verstärker verlagert ist. Wie bei
jedem IC wurden auch bei den vorliegenden TL074 Abblockkondensatoren unmittelbar
neben die Gehäuse angebracht, um bei Schwankungen der Versorgungsspannung einer
Zerstörung der Bauteile vorzubeugen.
Schnittstellen
Die Schaltung erhält von der vorhergehenden Balance-Regelung die bearbeiteten Signale
von Drum, Synthe, AUX und Mic als Eingang. Die beiden Ausgangssignale, links und
rechts, werden einerseits von der CLIP-Anzeige verarbeitet, andererseits auf den BUS
geschickt, an den Pins 16 (links) und 17 (rechts).
70
2 KOMPONENTEN
2.3 Mixer-Modul
Schaltplan
Abbildung 65: gesamter Schaltplan des Mischers
Auf der hier vorliegende Schaltung (Abb.: 65) zeigt den Mischer mit allen Kanälen, die
sich auf der ersten Platine befinden.
Dimensionierung
Die Dimensionierung ist schlicht zu erklären. Die Eingangs- und die Rückführungswiderstände
wurden gleichermas̈en zu 1kΩ gewählt, da mit diesen Standardwiderständen befriedigende Ergebnisse der Schaltung erzielt wurden. Die Abblock-Kondensatoren wurden standardmäßig zu 47nF gewählt.
71
2.3 Mixer-Modul
2 KOMPONENTEN
2.3.2 Lautstärke-Balance
Hussein Addin
Beschreibung
Die Schaltung hat die Aufgabe, die Lautstärke (Amplitude) der Signale und die Balance
zu regeln.
Die Schaltung besteht aus :
- Invertierendem Verstärker zur Lautstärkeregelung.
- Impedanzwandler zur Festlegung des Eingangswiderstandes des Addierers.
- Widerstände und Potentiometer zur Balance-Regelung.
Schnittstellen
Eingangssignale :
- 3 Drum-Signale jeweils 5V.
- 1 Synthesizer-Signal 5V.
- 1 Mikrofon-Signal.
- 1 Stereosignal(Aux)0,5 V.
Ausgangssignale :
- 2 Ausgangssignale (links-rechts)
Die Ausgangssignale sind die Eingangssignale aber mit der Amplitude(max 0.5 V)
Versorgung : ∓15V .
Schaltplan
Mono-Stereo :
Abbildung 66: Schaltung a (mono-stereo)
Diese Schaltung wird für die Drum-, Synthesizer- und Mikrofon-Signale benutzt.
Stereo-Stereo :
Die Potentiometer 1P 1, 2P 1, 2P 2 regeln die Amplitude.
Die Potentiometer 1P 2, 2P 3 regeln die Balance.
72
2 KOMPONENTEN
2.3 Mixer-Modul
Abbildung 67: Schaltung b (stereo-stereo)
Dimensionierung
Die Schaltungen wurden wie im Schaltplan gezeigt dimensioniert. Bei der Dimensionierung
ist zu beachten, dass die Summe der Ausgangssignale nicht mehr als 3V ergibt. Da die
6 Signale addiert werden, soll jedes Signal eine Amplitude von max 0,5V haben. Die
Eingangssignale für Drum und Synthe haben eine Amplitude von 5V, deswegen müssen
diese auf 0,5V verkleinert werden. Die Verstärkung im invertierenden Addierer (Abb.: 66)
1
= −4,7kΩ
= −1
Die Verstärkung im invertierenden Addierer (Abb.: 67) ist
ist : V = −1P
1R1
47kΩ
10
−47kΩ
−2P 1
: V = 2R0 = 47kΩ = −1
Für die Balance-Regelung wurden die Widerstände und Potentiometer wie folgt dimensioniert: R2 = R3 = R4 = R5 = 1kΩ 1P 2 = 2P 3 = 10kΩ
Simulation
Die Simulation wurde für Schaltung b mithilfe von PSpice erstellt. Eingangssignale : Recht : Dreieck 1V - Links : Rechteck 1V
Abbildung 68: Eingangssignale
73
2.3 Mixer-Modul
2 KOMPONENTEN
Ausgangssignale : 1. Rechts und links mit einer anderen Amplitude.
Abbildung 69: Ausgangssignale1
74
2 KOMPONENTEN
2.3 Mixer-Modul
2. Rechts mit einer anderen Amplitude, links = 0.
3. Links mit einer anderen Amplitude, rechts = 0.
Kalibrierung
Die Drum und Synthesizer-Signale kommen vom Bus rein. Die Aux und Miksignale kommen durch Stecker an der Platine rein. Jedes Lautstärke-Potentiometer braucht 2 Kabeln
und jedes Balance-Potentiometer braucht 3 Kabel, deswegen wurde für die Drum und
Synthesizer-Signale ein Stecker mit 5 Pins an der Platine gemacht. Für den MikrofonKanal wurde ein Stecker mit 6 Pins gemacht (5 für die Potentiometer und einer für das
Eingangssignal).Das Mikrofon-Signal kommt durch eine Klinke rein, die an das Gehäuse
75
2.3 Mixer-Modul
2 KOMPONENTEN
befestigt wird. Für die Auxsignale wurde ein Stecker mit 9 Pins gemacht(7 für die Potentiometer und 2 für die Eingangssignale).Die Aux-Signale kommen durch Chinchboxen
rein, die an das Gehäuse befestigt werden.
Die Potentiometer für die Amplitude und Balance werden auch an das Gehäuse befestigt.
Ein Beispiel für das Aux-Kanal mit Stecker in Eagle:
Abbildung 72: Auxkanal mit Stecker
Hier noch eine vollständige Pinbelegung der ersten Platine.
Und die Pinbelegung der zweiten Platine.
76
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
Pinbelegung für die Stecker in der Platine der Gruppe 3
(Mischergruppe)
1. Aux-stecker
Pin
1
2
3
4
5
6
7
8
9
: 9 Pins
Belegung
Aux-In
Aux-In
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Lautstärke-Poti
Bemerkung
links
rechts
links
links
rechts
Abgriff rechts
Abgriff links
Masse
rechts
Verbunden mit
Ausgang des OPV
Negativem Eingang des OPV
Ausgang des OPV
2. Synthe-stecker : 5 Pins
Pin
1
2
3
4
5
Belegung
Balance-Poti
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Bemerkung
Abgriff links
Verbunden mit
Ausgang des OPV
Masse
Abgriff rechts
3. Drum-stecker : 5 Pins
Pin
1
2
3
4
5
Belegung
Balance-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Bemerkung
Abgriff links
Verbunden mit
Masse
Ausgang des OPV
Abgriff rechts
4. Mic-stecker : 6 Pins
Pin
1
2
3
4
5
6
Belegung
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Mic-In
Bemerkung
Verbunden mit
Ausgang des OPV
Abgriff links
Masse
Abgriff rechts
Abbildung 73: Pinbelegung Platine1
2.4 Pegelanzeige
Daniel Maron
2.4.1 Beschreibung
Die im Folgenden beschriebene Schaltung realisiert die Anzeige eines Signalpegels, um diesen gegebenenfalls begrenzen zu können. Der AUX-Eingang der vorangegangenen MischerSchaltung, kann starken Schwankungen unterliegen, da jedes beliebige Gerät mit LineAusgang angesteckt werden kann. Um eine übermäige Belastung des Mischers zu verhindern und die anderen Signale nicht zu unterdrücken, soll die Pegelanzeige als Hilfsmittel
dienen, um die Lautstärke des eingehenden Signals anpassen zu können. Im Gegensatz
zu den Prüfungsäquivalenten Studienleistungen 1 & 2, ist die hier vorliegende Schaltung
auf Basis des IC LM3914 realisiert worden, da dieser bereits eine fertige Komparatorschaltung integriert hat. Jedoch muss angemerkt werden, dass Aufgrund dessen, keine
77
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
Pinbelegung für die Stecker in der 2. Platine der Gruppe 3
(Mischergruppe)
1. Kanal (1) : 5 Pins
Pin
1
2
3
4
5
Belegung
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Bemerkung
Verbunden mit
Ausgang des OPV
Abgriff rechts
Masse
Abgriff links
2. Kanal (2) : 5 Pins
Pin
1
2
3
4
5
Belegung
Lautstärke-Poti
Lautstärke-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Balance-Poti
Bemerkung
Verbunden mit
Ausgang des OPV
Abgriff rechts
Masse
Abgriff links
3. Output-stecker : 2 Pins
Pin
1
2
Belegung
L - Out
R - Out
Bemerkung
links
rechts
Verbunden mit
Abbildung 74: Pinbelegung Platine2
erneute Simualtion durchgeführt wurde, sondern mithilfe von Steckbrett und Datenblatt
die gewünschte Referenzspannung hergestellt wurde. Da dies im Datenblatt sehr einfach
beschrieben war, ergaben sich daraus keine Probleme. Die Pegelanzeige besteht aus 10
linear abgestuften LEDs, beginnend mit sechs grünen, einer gelben und drei roten LEDs.
Die gelbe LED markiert die Grenze, an der die Lautstärke verändert werden soll. Dies
passiert bei circa 1V Amplitudenspannung, da die übrigen Signale ebenfalls diesen Pegel
vor der anschließenden Mischung haben.
2.4.2 Schnittstellen
Als Eingangssignal wird nur eine Kanal des AUX-Signals verwendet, aus dem einfachen
Grund, weil die Platine keinen Platz mehr für eine Addition beider Signale bot. Da aber
davon ausgegangen werden kann, dass sich die beiden Kanäle ähnlich verhalten, ist davon
kein erheblicher Nachteil zu erwarten. Lediglich wenn ein die Balance stark einseitig ge-
78
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
regelt wird, kann die Pegelanzeige ein irreführendes Ergebnis liefern. Zusätzlich wird vom
Bus Masse und positive Versorgunsspannung benötigt. Elektrische Ausgangssignale gibt
es keine, optische sind das Leuchten der LEDs.
2.4.3 Schaltplan
Abbildung 75: Schaltung zur Erzeugung der Pegelanzeige
Der Spannungsfolger IC1D dient der Entkopplung der vorangegangenen Schaltung. Anschlieend wird das Signal, mit dem OPV IC3C, verstärkt. Dies dient der besseren Vergleichbarkeit von Signal und Referenz, da das eingespeiste Signal nur sehr klein ist. Wahrscheinlich wäre die Schaltung auch mit einer kleineren Verstärkung funktionsfähig gewesen. Wir entschieden uns hierfür und hatten keine Probleme.
Da die Referenzspannung im LM3914 positiv ist, kann auch nur mit positivem Signal
verglichen werden. Aus diesem Grund wird das Signal mit der Diode D1 gleichgerichtet.
Würde man dies nicht tun, entstünde kein Schaden, mit dem Nachteil alelrdings, dass die
anschlieende Glättungsschaltung wirkungslos wäre. Diese, bestehend aus C11 und 4R7,
hat den Zweck, das Flackern der LEDs zu verlangsamen. Der Kondensator entlädt sich
über den Widerstand, so wird erreicht, dass das Eingangssignal des IC geglättet ist.
Die Widerstände 4R6 und 4R8 stellen die Referenzspannung ein, nach der, aus dem
4R6
Datenblatt bekannten Formel: Uref = 1.25 · (1 + 4R8
). Die übrigen Pins des IC wurden,
wie im Datenblatt angegeben, angeschlossen.
Auf diesem Schaltplan ist der Anschluss der LEDs nicht dargestellt, da sich dieser selbstverständlich am Gehäuse selbst befindet. Abbildung 76 zeigt die Verschaltung der LEDs
auf dem Gehäuse.
2.4.4 Dimensionierung
Die Werte der Bauteile sind in Abbildung 75 einzusehen. Die Einstellung der Referenzspannung ist mit einem Potentiometer auf der Platine versehen, so kann sie auf einen
beliebigen Wert eingestellt werden, dieser ist in 2.4.1 beschrieben worden. Kondensator
C11 und Widerstand 4R7 sind Ergebnis des Prinzips ’trial and error’. Wir haben verschiedene Bauteilgröen probiert und den besten Verlauf der LEDs ausgewählt. Der Widerstand
sollte möglichst gro sein, damit sich der Spannungswert möglichst langsam ändert. Der
Kondensator wurde gewählt, da er gerade verfügbar war.
79
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
Abbildung 76: Anschluss der LEDs
2.4.5 Kalibrierung
Da keine Simulation durchgeführt wurde, kann hier nicht direkt von Kalibirierung gesprochen worden. Eine Sache, mit der im Vorfeld nicht gerechnet wurde, war, dass die
Spannungsquelle einer einseitigen Belastung unterworfen wird, da nur positive Versorgungsspannung angeschlossen wird. Jede LED benötigt einen Strom von circa 12mA. Da
zu diesem Zeitpunkt, die groe, frequenzbandartige Pegelanzeige noch nicht fertiggestellt
ist, kann noch nicht gesagt werden, wie sich dies auswirkt, wenn auch dort nur mit positiver Versorgungsspannung gearbeitet wird.
80
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
2.4.6 Mikrofon-Vorverstärker
Hugues Kenayou
Die Aufgabe war es ein Mikrofon-Vorverstärker zu bauen. Um unseren MikrofonVorverstärker zu realisieren, benötigen wir ein Elektretmikrofon, Widerstände, Kondensatoren und einen OPV. Dies sind die wichtigsten Bauteile für unsere Schaltung.
Wir werden noch im Lauf unseres Berichts vertiefen wie alles funktioniert.
Schaltungsbeschreibung
Die Schaltung ist mit einer Gleichspannung von 10V versorgt. Vor unserer Spannungsquelle steht ein Vorwiderstand R3 (20kΩ), um den Strom durch das MIC zu begrenzen.
Unser MIC ist mit einer Amplitude von (1.5V - 10V )und einer Frequenz von 2khz
betrieben. Um unsere MIC zu verstärken, brauchen wir die Verstärkung zu berechnen und
zwar mit der Formel:V = −Rpoti /R1 . Deswegen benutzen wir einen OPV(TL074P). Die
Verstärkung ist über ein Potentiometer einstellbar. Weil wir keine Gleichspannung am
Ausgang möchten, haben wir auch die Kondensatoren eingefügt.
Bestückung
Eingänge:
1xPoti: [X1 − 1; M asse; X2 − 3] = 50kΩ
1xMic:[X1-2;Masse]
Vorwiderstand: R3 = 20kΩ
Versorgungsspannung: J1
Kondensator:C1 = 100uF
Verstärker
Verstärker 1x Linear IC [TL074P]
Ausgänge
Lautsprecher: X1-1
Zum Mischer: X2-1
Kondensator:C2=100uF
Schaltplan
81
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
Abbildung 77: Mikrofon-Vorverstärker
Dimensionierung
MIC-Datenblatt: Elektretmikrofon(EMY-63M)
Standardvoltage(1.5 - 10)Volt
Current Consumption(0.5mA)
dB(-38 ±3)
Um unsere Mic zu verstärken, brauchen wir zunächst einen Vorwiderstand um den Strom
durch das Mic zu begrenzen. Den Datenblättern des Mic zufolge, kann der Vorwiderstand
mit der Formel U = R ∗ I =⇒ R = U/I berechnet werden.
10
=⇒ nach [Abb.: 77] R3 = 0.5mA
= 20KΩ (Vorwiederstand).
Der Eingang -und der Rückkopplungswiderstand oder Poti müssen gewählt werden, damit wir einen guten Verstärkungsfaktor am Ausgang bekommen. Dies geschieht mit der
Formel:
nach [Abb.: 77] V = −Rrueckkopplung /R1 . =⇒ R1 = 1kΩ und Rrueckkopplung−P oti = 50kΩ.
= 50.=⇒ V=50 (Verstärkung).
=⇒ V = 50k
1k
Die Wahl des Poti als Rückopplungswiederstand hat die Vorteile, dass wir die
Verstärkung unseres Mic zu jeder Zeit steuern können, wie wir es wünschen, anstatt eines
normalen Widerstandes wo der Wert der Verstärkung schon fest steht.
Die Kondensatoren[C1 undC2 ] haben der Aufgabe Gleichstrom zu sperren und Wechselstrom durchzulassen.
Plots Beschreibung und Simulationsergebnisse
Wie wir schon erwähnt haben, wollen wir den Eingang unseres MIC um 3V verstärken.
Unser MIC hat eine Wechselspannungsquelle am Eingang. Auf dem Plot (Abb. 78)
können wir drei verschiedene Bilder sehen. Die rote Kurve(V5:+) ist die Eingangspannung unseres MIC und die grüne Kurve (U1A:out) der Ausgang.
Wenn die beiden Kurven zusammen gezeichnet auf demselben Plot sind, kann man sehen,
dass der Eingang deutlich um 3 Volt verstärkt wird. Und der Eingang liegt bei 0 Volt.
Das ist Falsch! Es ist falsch, weil der Eingang nicht 0 Volt ist, sondern 10mV. Wegen der
Skalierung kann man es nicht so gut sehen. Aber wenn wir die beiden Kurven aufeinander
simulieren, kann man festellen, dass das MIC eine deutliche Sinus-Eingangsspannung von
10mV (rote Kurve) hat und um 3V (grüne Kurve) verstärkt wird.
82
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
Abbildung 78: Beispielsimulation der Schaltung aus Abb. 77
2.4.7 CLIP
Phillip Arnold
Beschreibung
Die im Folgenden beschriebene Schaltung dient zur manuellen Einstellung eines LINEPegels am LINEOutAusgang.Als LINE-Pegel wurden die üblichen ±0, 5V angenommen.
Da die Signale im Mischer einfach addiert werden, ist es nicht garantiert, dass die Amplitude des Ausgangssignals den LINE-Pegel nicht überschreitet. Um dies bestmöglich zu
verwirklichen und den Zeit- und Aufwandsrahmen nicht zu sprengen, wurde ein Konzept
verwirklicht, welches den Anwender durch LEDs aufmerksam macht, sobald der zulässige
Pegel überschritten wurde und die Möglichkeit der Justierung bietet.
Als Eingangssignal dient wie o.g. das gemischte Ausgangssignal des Mischers. Überschreitet
die Summe der beiden Kanäle (Links+Rechts) den eingestellten Schwellwert, so wechseln
beide LEDs ihren Zustand. Ist der Signalpegel im erlaubten Intervall, leuchten die grüne
LED und die rote LED ist aus. Wird der Schwellwert überschritten, leuchtet die Rote
und die Grüne ist aus. Um nun das Signal möglichst mit LINE-Pegel auszugeben, besteht
die Möglichkeit beide Kanäle zu dämpfen. Die maximale Verstärkung beträgt eins, da der
Mischer bei nur einem betriebenen Kanal (z.B. DRUM1) maximal +/-0,5V liefert.
Ist der Signalpegel zu hoch, lässt sich die Verstärkung beider Kanäle (Links+Rechts)
reduzieren, bis die LEDs den gewünschten Zustand darstellen.
Schaltplan
83
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
Abbildung 79: CLIP - Justierung des LINE-Pegels
Der Schaltplan (Abb. 79) stellt die Realisierung dar. Auf der linken Seite werden die beiden Ausgangssignale des Mischers in zwei invertierende Verstärker geleitet. Hierbei dienen
die Kontakte MOLEX2-1 bis MOLEX2-4 als Rückkopplungen der Operationsverstärker
(OPVs). Gleichzeitig wird das produzierte LINEOutSignal an Pin MOLEX2-2 (Links) und
MOLEX2-4 (Rechts) abgegriffen. Darauf folgt die Ansteuerung der LEDs. Zunächst wird
das Stereosignal getrennt durch zwei Spannungsfolger entkoppelt, um die nachfolgende
Addition stabil betreiben zu können. Geschähe dies nicht, würden die sich verändernden
Ausgangswiderstände der vorherigen OPVs die folgenden Widerstände der Addition beeinflussen. Bei der Addition des Stereosignals ist auch noch eine kleine Verstärkung eingebaut, um ein Signal mit größerer Amplitude zu erhalten. Danach wird das Signal noch
gleichgerichtet und geglättet und schließlich in den Komparator eingeprägt. Am Kontakt
MOLEX2-5 werden die LEDs gegen gleich angeschlossen und an Pin MOLEX2-6 wird
zusätzlich die Masse an das entsprechende Bedienelement geleitet.Der zweite Platinenstecker (MOLEX1) stellt die Spannungsversorgung dar. Diese ist mit ±15V und Masse
ausgeführt. Sie taucht hier nur auf, damit ein Vorab-Layout erstellt werden konnte, um
die Erstellung des Layouts der Mischer-Platine zu beschleunigen.
Dimensionierung
Um das Ausgangssignal des Mischers nicht unnötig zu belasten, wurden die Eingangswiderstände der ersten OPV-Schaltungen (invertierende Verstärker) relativ groß mit 100kΩ
veranschlagt. Die Widerstände der Rückkopplungen wurden dementsprechend auch mit
100kΩ gewählt, da keine gröere Verstärkung als eins benötigt wird. Allerdings werden diese
als lineares Stereo-Potentiometer ausgeführt, um die Einstellbarkeit zu gewährleisten. Die
Spannungsfolger sind wie schon erwähnt als Trennglied zwischen Verstärkung (Dämpfung)
und Addition gedacht. Auerdem ist dann auch das LINE-Out-Signal (an MOLEX2-2 und
-4) unbeeinträchtigt von der Addition.
Im Folgenden werden die Signale addiert und verstärkt. Durch die Wahl der Widerstände
R3-R5 (siehe Abb. 79) wird ein Verstärkungsfaktor von (-)2 bestimmt und man erhält
ein Signal im Bereich von +/-2V. Hinzu kommt die wieder korrekte Phasenlage, durch
erneute Drehung um 180◦ . Die Standarddiode 1N4148 dient zum Abschnitt der negativen
Halbwellen des summierten Signals. Da dies nicht immer zu 100 Prozent gelingt, wird mit
dem folgenden Kondensator und dem Entladewiderstand die Spannung geglättet und im
positiven gehalten. Mittels des Trimmwiderstands R8 lässt sich die Referenzspannung des
Komparators einstellen. Als Referenzspannung dienen in dieser Schaltung entsprechend
84
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
der o.g. Definition ca.+1,3V, da der Spannungsabfall an der Diode noch kompensiert werden muss. Die 20kΩ sind sicherlich unnötig groß, allerdings standen zum Zeitpunkt der
Fertigung keine kleineren und passenden Widerstände zur Verfügung. Zu dem ermöglicht
dieser große Wert eine sehr genaue Einstellbarkeit der Referenzspannung über ein großes
Intervall. R7 (siehe Abb. 79) erzwingt den nötigen Strom für die LEDs aus dem Komparator. Dieser ist allerdings sehr gering, da die LEDs Standard LEDs (Low Current, 3mm
oder 5mm) sind.
Die verwendeten OPVs (TL074) finden in zwei ICs Platz. Deren Spannungsversorgung
ist gegen Masse stabilisiert. Diese Aufgabe erfüllen die Kondensatoren C2-C5 (siehe Abb.
79). Die gängigen 47nF erfüllen gänzlich den Zweck der Kompensation der Spannungseinbrüche und reichen hier aus.
Simulation
Da die Addition (Mischung) zweier Signale schon simuliert wurden (siehe Mischer) fand
nur eine kurze Simulation des Komparators statt. Bei dieser wurde das Verhalten des
TL074 überpüft. Dabei zeigte sich, dass dieser OPV nur im Dualsupply funktioniert. Dies
ermöglicht auch erst die einfache Realisierung der Zwei-LED-Anzeige. Ansonsten reicht
die Geschwindigkeit und die Impulstreue des T074 für unsere Anwendung vollkommen
aus.
Inbetriebnahme
Die Inbetriebnahme gestaltet sich unkompliziert. Bei gegebenem voll aus gesteuertem Eingangssignal (±0, 5V ) kann mittels Multimeter oder Oszilloskop direkt am LINE-Out der
Pegel gemessen werden. Wird dort der gewünschte Pegel überschritten, so muss die Referenzspannung am Komparator gesenkt werden, bis die LEDs das beschriebene Verhalten
zeigen (grüne LED an, rote LED aus) und die gemessene LINE-Out-Ausgangsspannung
den Eingangspegel nicht überschreitet.
85
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
2.4.8 Netzteil
Sebastian Regler, Dimitri Kraus, Dmitriy Rosenthal
Netzteiltheorie
Die Aufgabe unserer Gruppe war es, die anderen Baugruppen mit Energie zu versorgen.
Dies wurde von uns realisiert mit Hilfe des Netzteiles. Da von uns zu versorgende Baugruppen viel Strom benötigen, haben wir uns entschieden zwei Netzteile zu bauen, die
allerdings identisch sind. Ziel dieses Kapitels ist es die Aufbau und Funktionsweise des
Netzteiles, bezogen auf unser Projekt zu erklären. Auf der Abbildung 80 ist die Schaltung
des Netzteiles, die von uns entworfen und dimensioniert wurde. Des Netzteil soll und eine
konstante erdsymmetrische Gleichspannung von ±15V am Ausgang liefern was auch in
der Simulation (Abbildung 81) sichtbar ist.
Abbildung 80: Schaltung unseres Netzteiles
Abbildung 81: Die Ausgangsspannung laut Simulation mit PSPICE
Beschreibung
Die Netzteile werden dazu benutzt die elektronischen Baugruppen mit Energie zu versorgen. Da die meisten elektronischen Baugruppen eine Gleichspannung benötigen, die
auch kleiner ist als die Netzspannung (in Europa 230 V und 50 Hz), ist die Aufgabe des
Netzteiles die Netzspannung herunter zu transformieren und in Gleichspannung umzuwandeln. Damit aus Wechselspannung Gleichspannung wird, muss sie entsprechende Stufen
durchlaufen: Transformierung, Gleichrichtung, Glättung, Stabilisierung. Außerdem ist es
sehr wichtig die Schaltung zu Sichern, bevor man sie an das Netz (230 V ) anschliet. Die
einzelnen Stufen werden in einem Blockschaltbild auf der Abbildung 82 dargestellt.
86
2 KOMPONENTEN
2.4 Pegelanzeige
Abbildung 82: Blockschaltbild
Sicherung
Sicherung muss auf jeden Fall eingebaut werden, damit die Schaltung geschützt wird.
Wenn zum Beispiel ein zu hoher Strom der Schaltung entnommen wird, ist es besser,
wenn die Sicherung kaputt geht als die ganze Schaltung. Die Sicherungen sind billig und
können leicht ausgetauscht werden, nachdem der Fehler behoben wurde. Bei unserem
Netzteil haben wir uns für die träge Schmelzsicherung entschieden.
Transformierung
Bei den meisten Netzteilen muss die Netzspannung auf den gewünschten Wert herunter
transformiert werden. Dies erfolgt mit Hilfe eines Transformators. Um einen richtigen
Transformator zu wählen, muss man genau wissen,welcher maximale Strom der Schaltung entnommen werden kann, und welche Spannung am Ausgang benötigt wird.Unsere
Baugruppen benötigen eine Gleichspannung von 15 V , und deshalb haben wir einen Transformator gewählt, der die Netzspannung auf 15 V (effektiv) herunter transformiert. Es gibt
auch verschieden Bauformen von Transformatoren. Wir haben uns auf einen Printtransformator wegen kleiner Größe geeinigt.Ein Ringkerntransformator kann eine viel grös̈ere
Leistung aufweisen, ist aber zu groß, und da wir zwei Netzteile bauen, benötigen wir keine
große Leistung des Transformators.
Gleichrichtung
Nachdem die Spannung auf den gewünschten Wert herunter transformiert wurde, muss
sie gleichgerichtet werden. Dabei wird aus der Wechselspannung eine pulsierende Gleichspannung. Die einfachste Methode zur Realisierung der Gleichrichtung ist die Einpulsmittelpunktschaltung, wobei nur eine Diode verwendet wird. Bei der positiven Halbwelle
leitet die Diode, bei der negativen Halbwelle sperrt sie. Der Nachteil dieser Schaltung
ist, dass wir dabei keine konstante Spannung bekommen, deshalb haben wir uns für eine
bessere Alternative, die Diodenbrückenschaltung entschieden (Abbildung 83). Bei dieser
Schaltung geht die positive Halbwelle durch die Diode D3 und D2, und die negative Halbwelle durch die Diode D4 und D1. Dadurch erreichen wir, dass die beiden Halbwellen den
Verbraucher in eine Richtung durchlaufen, und wir erhalten eine konstante pulsierende
Spannung (Abbildung 84).
Glättung
Nachdem die Spannung Gleichgerichtet wurde, ist sie pulsierend und sieht noch lange
nicht so aus, wie eine konstante Gleichspannung, und muss deshalb geglättet werden.
Dies erreichen wir mit Kondensatoren (Abbildung 85). Die Kondensatoren laden sich
beim positiven Spannungsanstieg auf, und überbrücken die Spannungslücken zwischen
den Halbwellen (Abbildung 86). Nach der Glättung weist die Spannung immer noch einen
87
2.4 Pegelanzeige
2 KOMPONENTEN
Abbildung 83: Diodenbrückenschaltung
Abbildung 84: Spannungsverlauf nach der Gleichrichtung
Wechselanteil, der Brummspannung genannt wird. Je größer ist der Glättkondensator, desto kleiner ist die Brummspannung. Trotzdem darf der Kapazität nicht beliebig gewählt
werden, da zu großer Ladestrom die Dioden zerstören könnte. Für unseren Netzteil haben
wir die Elektrolytkondensatoren verwendet, da sie bei relativ kleiner Größe einen großen
Kapazität aufweisen. Bei den Elektrolytkondensatoren ist es sehr wichtig auf die Polung
zu achten. Bei den ungeregelten Netzteilen, müssen die Kondensatoren sehr groß dimensioniert werden, damit der Wechselanteil vernachlässigbar klein bleibt. Um eine konstante
Gleichspannung von 15 V am Ausgang zu bekommen, muss der Glättungskondensator
beim ungeregelten Netzteil etwa 16 mF betragen. Doch bei unserem geregelten Netzteil
war das nicht nötig, weil die Spannung nach der Glättung stabilisiert wird, und durch die
Festspannungsregler auf einen konstanten Wert gebracht wird. Unseren Glättkondensator
haben wir auf 4,7 mF Dimensioniert.
Abbildung 85: Glättung
Siebung
Bei manchen Netzteilen wird nach der Glättung eine Siebung durchgeführt, um die Brummspannung noch kleiner zu kriegen. Dies erfolgt durch den RC-Glied, der direkt nach dem
88
2 KOMPONENTEN
2.5 Endstufen-Modul
Abbildung 86: Spannungsverlauf nach der Glättung
Glättungskondensator eingebaut wird(Abbildung 87). Der Nachteil ist, dass durch den
ohmschen Widerstand Verluste entstehen. Man kann auch LC-Glied verwenden, wobei
aber Gefahr entsteht, dass der LC-Glied wie ein Schwingungskreis sich verhalten kann.
Wir haben unser Siebglied nach den Festspannungsregler eingebaut in Form von Elektrolytkondensatoren (0.1mF ).
Abbildung 87: RC-Glied
Stabilisierung
Zur Stabilisierung haben wir die Festspannungsregler der Serie 78XX und 79XX verwendet(Abbildung 88). 78 steht für die positive, und 79 für die negative Spannung. Wir brauchen beide Typen, weil wir eine erdsymmetrische Spannung ±15V liefern. Die Festspannungsregler regeln die Spannung auf einen konstanten Wert, und sind deshalb am besten.
Mann muss allerdings darauf achten, dass der Eingangssignal bei dem Spannungsregler um
etwa 3V höher sein muss als der Ausgangssignal, deshalb muss der Transformator entsprechend dimensioniert werden. Die Festspannungsregler sind integrierte Schaltungen.
Es sind viele Bauelemente drin, die dazu führen, dass Schwingungen entstehen. Um diese
Schwingungen zu unterdrücken, werden Abblockkondensatoren verwendet(Abbildung 89).
Wie diese Kondensatoren dimensioniert werden, kann man aus de Datenblättern für die
Spannungsregler entnehmen.
2.5 Endstufen-Modul
Teilnehmerliste:
Franziska Walther, Kay Schütze, Mario Ganzer, Pablo Wilke Berenguer, Konstantin
Koslowski, Sibylle Blümke, Ziad Gökalp
89
2.5 Endstufen-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 88: Festspannungsregler
Abbildung 89: Beschaltung eines Spannungsreglers
2.5.1 Endstufe
Franziska Walther, Kay Schütze, Mario Ganzer
Beschreibung
Die Endstufe hat die Aufgabe das Stereo-Signal der Mischer-Gruppe so zu verarbeiten,
dass es an Lautsprecher weitergegeben werden kann. Die Leistungsendstufe besteht aus
zwei Teilschaltungen: zum einen der Vorverstärker zur Erhöhung der Spannungsamplitude, zum anderen die AB-Gegentakt-Endstufe zur Leistungssteigerung. Als erstes wollen
wir den Vorverstärker beschreiben: Das Signal des Vorverstärkers, welcher ein Audioeingangssignal, das von einem Mischer kommt, zuerst verstärkt und anschließend in der
Amplitudenhöhe variiert, wird von der Endstufe gebraucht, um einen Lautsprecher zu
betreiben. Der einstellbare Vorverstärker besteht aus zwei simplen nicht invertierenden
OPV-Grundschaltungen, welche ein eingansseitiges Sinussignal (IN1/IN2) von zum Beispiel 1 Volt verstärken und in der Spannungsamplitudenhöhe von 0 Volt bis 6 Volt regeln.
Unser erster OPV arbeitet hierzu als nicht invertierender Spannungsverstärker (Signal
. Das
am +VIN1/+VIN2-Eingang).Dadurch ergibt sich eine Verstärkung von V = 1 + R2
R1
verstärkte Signal gelangt nach dem ersten OPV an unser Potentiometer, über das je nach
Stellung zwischen dem gesamten Signal (maximale Verstärkung) bis hin zur 0-Stellung
(überhaupt kein Signal) jeder Zwischenwert abgegriffen werden kann. Dieses Signal wiederum gelangt in den zweiten OPV, der als Impedanzwandler arbeitet. Über die direkte
Verbindung vom Ausgang zum invertierenden Eingang wird das gesamte Ausgangssignal
negativ rückgekoppelt und dadurch die Verstärkung auf den Faktor 1 gedämpft (die Signalamplitude ändert sich nicht), sodass das Ausgangssignal unabhängig von der Potentiometerstellung den nachfolgenden Schaltungen niederohmig zur Verfügung steht. Würde
man das Potentiometer in den ersten OPV legen (anstelle der zwei Widerstände) und
am zweiten OPV weggelassen, wäre auch eine regelbare Verstärkung möglich gewesen.
R2
Aufgrund der Formel (V = 1 + R1
) wäre der Wert der Verstärkung mindestens 1 und
demzufolge würde die Amplitudenhöhe niemals einen Wert von 0 annehmen.
90
2 KOMPONENTEN
2.5 Endstufen-Modul
Abbildung 90: Schaltplan Vorverstärker
Die Endstufe dient zur Leistungssteigerung. Das Eingangssignal wird vom Vorverstärker
bereits vor vor bearbeitet, da die Endstufe nur den Strom verstärkt. Dieses verstärkte Signal soll dann an einen Lautsprecher (10W) weitergegeben werden. Wir entschieden uns
für eine AB-Gegentaktendstufe, da diese den Anforderungen am besten gerecht wurde.
Die Abkürzung AB steht hierbei für die Betriebsart: AB-Betrieb. Im AB-Betrieb werden
kleine Signale wie im A-Betrieb und große Signale wie im B-Betrieb verstärkt. Außerdem
arbeitet der Gegentaktverstärker besonders verzerrungsarm. Der Name Gegentaktendstufe ist davon abgeleitet, dass in der Schaltung zwei Bauteile komplementär arbeiten, wobei
jeweils nur einer von beiden aktiv ist. Ein Gegentaktverstärker hat zwei Verstärkungselemente. In diesem Fall zwei Transistoren, die sich die Verstärkung der positiven und
negativen Halbwelle teilen. Der Gegentaktverstärker hier besteht aus einem NPN- und
einem PNP-Transistor. Das Wechselspannungseingangssignal wird abwechselnd von beiden Transistoren BD241C (NPN) und BD242C (PNP) verstärkt. Der NPN-Transistor
BD241C verstärkt die positive Halbwelle, der PNP-Transistor BD242C verstärkt die negative Halbwelle der Wechselspannung. Voraussetzung für einen einwandfreien Betrieb
der Gegentaktverstärker sind die identischen Gleichstrom-Eigenschaften der Transistoren.
Üblicherweise benötigt man zwei Betriebsspannungen für den Gegentaktverstärker. Eine
positive und eine negative Betriebsspannung, jeweils für die Verstärkerteile der positiven
und negativen Halbwellen. Die Dioden (D1-D4) dienen zur Erzeugung einer Vorspannung,
welche die Übernahmeverzerrungen, die in einem reinen B-Betrieb vorliegen würden, unterdrücken. R5-R8 dienen zur Stromeinstellung an den Dioden. Der Strom durch die Dioden muss gerade so groß sein, dass die Diodenflussspannungen geringfügig größer werden
als die Basis-Emitter-Schwellenspannung, damit die Übernahmeverzerrungen unterdrückt
werden. Zur thermischen Stabilisierung der Schaltung werden die Emitter-Widerstände
eingefügt, welche eine Stromgegenkopplung darstellen.
Die Stromgegenkopplung ist umso wirksamer, je größer diese Widerstände gewählt werden. Beachtet werden muss hierbei jedoch, dass sie in Reihe mit dem Ausgangswiderstand
(Lautsprecher) liegen und somit zu einem Leistungsabfall und einer Verschlechterung
des Wirkungsgrades führen, weshalb die Emitterwiderstände klein sein sollten gegenüber
dem Innenwiderstand der Lautsprecher. Am Eingang liegt ein Signal an, welches bereits
durch einen Vorverstärker verstärkt wurde. Bei einer AB-Gegentaktschaltung liegt die
91
2.5 Endstufen-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 91: Schaltplan Gegentaktendstufe
Spannungsverstärkung ungefähr bei 1, wodurch die Leistungssteigerung über eine Stromerhöhung erfolgen muss. Diese ist abhängig von der Wahl der Transistoren.
Schaltplan
Abbildung 92: Schaltplan der kompletten Endstufe
In Abbildung 92 ist der Schaltplan der gesamten Schaltung, also Vorverstärker und Endstufe zusammen, zu sehen. Links befindet sich der Anschlussstecker, der zum Einen die
Stromversorgung der Geräte, zum Anderen die zu verarbeitenden Signale bereitstellt.
92
2 KOMPONENTEN
2.5 Endstufen-Modul
Zu beachten ist hierbei, dass die Endstufe eine separate Stromversorgung hat, da sie
eine große Belastung für das Netzteil darstellt und die Spannungsversorgung der anderen Teilgruppen nicht gestört werden darf. Um das Rauschen ein wenig abzumildern
wurden noch zusätzlich Kondensatoren parallel zu den Bauteilen eingebaut. Bei den
OPV handelt es sich um Leistungsoperationsverstärker (LA6510), die der Strombelastung
durch die Endstufe standhalten. Die Endstufe besteht aus Dioden zur Vermeidung der
Übernahmeverzerrungen und Vorwiderständen, die zur Einstellung des Kollektorstromes
notwendig sind. Die Transistoren (BD241C/BD242C) sind komplementär zueinander, d.h.
sie haben dieselben Gleichstromeigenschaften, was wichtig ist zur gleichmäßigen Aussteuerung der positiven und der negativen Halbwelle. Die niederohmigen Emitterwiderstände
dienen zur Unterstützung der thermischen Stabilität. Ganz rechts in der Schaltung sind
die Anschlüsse für die Lautsprecher, welche ins Gehäuse eingebaut werden, zu sehen.
Dimensionierung
Dimensionierung des Vorverstärkers: Das Signal des Mischers hat eine Amplitude
von 3V. Um eine möglichst große Ausnutzung, aber keine Übersteuerung der OPV’s zu
erzielen, wird eine Verstärkung von 4 gewählt, wodurch das Signal nach dem Voverstr̈ker
eine Amplitude von 12V hat, was immer noch unterhalb der Betriebsspannung (±15V )
ist und somit nicht in den Übersteuerungsbereich fällt. Die Verstärkung wird über das
Widerstandsverhältnis bestimmt.
V
=1+
15kΩ
R2
=1+
=4
R1
5kΩ
(38)
Dimensionierung der Endstufe: Um die Schaltung zu dimensionieren geben wir den
Innenwiderstand (Rl = 8Ω) und die Leistung (Pa = 10W ) der Lautsprecher vor.
Rl = 8Ω
Pa = 10W
Uâ2
Pa =
2·R
p l
2
ˆ
Ua = Pa · 2 · Rl = 12, 6V
Uâ
Iâ =
= 1, 6A
Rl
Iâ
Ia = √ = 1, 12A
2
(39)
(40)
(41)
(42)
(43)
(44)
Zur Dimensionierung der Stromgegenkopplung wird festgelegt, dass über diesen Widerstand 1V abfallen soll.
Re =
1V
= 0, 89Ω
1, 12A
(45)
Bei den Transistoren gehen wir von einer Stromverstärkung von B = 100 aus. Dadurch
ergibt sich IB zu:
IB =
Ia
= 11, 2mA
100
93
(46)
2.5 Endstufen-Modul
2 KOMPONENTEN
Dimensionierung der Kühlkörper:
Umgebungstemperatur
max. Sperrschichttemperatur
TU = 30◦ C
TJ = 150◦ C
Wärmewiderstand Sperrschicht/Gehäuse RthJC = 3, 125
Wärmewiderstand Kühlkörper
RthK = 21
K
W
(47)
(48)
K
W
(49)
(50)
Die Kühlkörper wurden in einem Langzeitversuch getestet und für gut befunden. Mit
ihnen kann folgende Verlustleistung abgeführt werden:
P =
150◦ C − 30◦ C
TJ − TU
=
= 4, 97W
K
K
RthJC + RthK
3, 125 W
+ 21 W
(51)
Bauteile
Bauteil
R1,R3
R2,R4
R5-R8
C1-C4
D1-D4
T1,T2
Q1,Q2
IC1,IC2
Potentiometer
Emitterwiderstände 1-4
Kühlkörper
Versorgungsspannung
Dimension
15kΩ
5kΩ
10kΩ
22µF
1N4148
BD241C
BD242C
LA6510
1kΩ
1Ω
K
21 W
±15V
Simulation
Unser Audioeingangssignal von 3V Wechselspannung (siehe Abb.93) wurde vor dem nicht
invertierenden Spannungsverstärker gemessen. Bei dem zweiten Graphen in dieser Abbildung handelt es sich um unser um den Faktor vier verstärktes Audioeingangssignal,
welches am Ausgang unseres nicht invertierenden Spannungsverstärker gemessen wurde.
Damit ist eindeutig zu sehen, dass unsere Schaltung bis hier hin die Aufgabe eines Vorverstärkers (Verstärkung eines Eingangssignals) erfüllt und sich unsere Dimensionierungen
bestätigen.
Nach dem nicht invertierenden Spannungsverstärker gelangt unser Audiosignal von 12V
an das Potentiometer, über dessen Schleifer je nach Stellung zwischen dem gesamten Signal (= maximale Verstärkung) bis hin zur 0-Stellung (= überhaupt kein Signal) jeder
Zwischenwert abgegriffen werden kann. Diese einzelnen Signalwerte stehen dann nach
Durchlaufen des Impedanzwandlers unserer Endstufe niederohmig zur Verfügung. (Impedanzwandler = Pufferverstärker). Die einzelnen Zwischenwerte (ein paar ausgesuchte)
unseres Audiosignals sind in Abbildung 94 unserer Spannungsmessung (hinter dem Impedanzwandler) deutlich zu erkennen. Dazu wurde das Potentiometer in der Simulation
so eingestellt, dass es die Widerstandswerte von 0Ω, 250Ω, 500Ω, 750Ω und 1kΩ annimmt
94
2 KOMPONENTEN
2.5 Endstufen-Modul
Abbildung 93: Eingangs- und Ausgangsspannung des 1.OPV
und wir Audiosinussignale von 12V Spitze (0Ω Widerstand) anhand der dunkelblauen
Kurve, bis kein Signal (0V) (1kΩ Widerstand) anhand der hellblauen Kurve sehen.
Abbildung 94: Spannungsmessung am Ausgang des Impedanzwandlers
In Abb. 95 ist die Eingangs- und die Ausgangsspannung dargestellt. Da die Spannungsverstärkung ungefähr 1 beträgt, sollten zwischen den Spannungsverläufen keine Unterschiede entstehen. Dies ist jedoch nur ohne Stromgegenkopplung der Fall. In dieser Schaltung ist diese aber notwendig um die Transistoren zu stabilisieren, daher also die Verluste
in der Ausgangsspannung.
Abbildung 95: Simulation von Eingangs- und Ausgangsspannung der Endstufe
Zur Darstellung der Verstärkung wurden auch die Eingangs- und Ausgangsströme simuliert. Die Verstärkung der Endstufe erfolgt über die Stromverstärkung, in diesem Fall:
β = 100. In Abb. 96 ist der Eingangsstrom dargestellt, der am Ausgang des Vorverstärkers
95
2.5 Endstufen-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 96: Eingangsstrom
Abbildung 97: Ausgangsstrom
abgegriffen wurde. Dieser beträgt maximal 11,2mA. Im Verhältnis dazu ist der Ausgangsstrom in Abb. 97 um den Faktor der Stromverstärkung größer. Beim Ausgangsstrom
beträgt das Maximum ca. 1,12A.
In Abb. 98 sind die beiden Ströme noch einmal im direkten Vergleich zu sehen. Zu erkennen ist eine deutliche Verstärkung des Eingangsstroms.
Abbildung 98: Eingangs- und Ausgangsstrom im Vergleich
Inbetriebnahme
Beim Anschließen der Platine an das Gehäuse ist darauf zu achten, dass die Anschlüsse
der beiden Potentiometer mit Hilfe von Kabeln nach außen an ein Stereo-Potentiometer
geführt werden, wodurch gewährleistet ist, dass beide Lautsprecher synchron arbeiten.
96
2 KOMPONENTEN
2.6 Ausgabe-Modul
2.6 Ausgabe-Modul
2.6.1 Anzeige
Ziad Gökalp
Beschreibung
Zu jedem musikalischen Gerät gehört eine Anzeige dazu. Die Anzeige sollte die Soundeffekten optisch darstellen. Bei der Party-Box sollten 5 Frequenzbänder ausgegeben bzw.
optisch dargestellt werden. Für jedes Frequenzband werden 6 LEDs zugeordnet 4 grüne
eine orange und eine rote für das Übersteuern des Signals. Die Anzeige besteht aus 2
LED-Blöcken: eine auf der rechten und eine auf der linken Seite des Anzeigebereichs. Dies
ergibt insgesamt eine Anzahl von 60 LEDs.
Schaltplan
Abbildung 99: Schaltplan der Anzeige
Die Spannungsfolger-Schaltung betreibt die LED’s mit einer konstanten 5V Versorgungsspannung. Um das zu realisieren werden 10 IC LM319 verwendet, deren Aufgabe es ist, je
nachdem was für Signale sie bekommen, die LEDs zum Leuchten bzw. zum Ausschalten zu
bringen. Die IC’s bestehen aus Komparatoren, die die Eingangssignale mit einer Referenzspannung von max. 3V vergleichen. Die Referenzspannung kann mit Hilfe einer Formel aus
dem Datenblatt bestimmt werden, in dem man die Widerstände R1 und R2 moduliert.
Dafür wird ein Poti verwendet, um die Einstellung so gut wie möglich anzupassen.
Schaltplan der Anzeige
Da der Schaltplan sehr groß ist und 10 IC’s beinhaltet, ist hier nur ein Ausschnitt zu
sehen und die restlichen 9 funktionieren nach dem gleichen Prinzip.
97
2.6 Ausgabe-Modul
2 KOMPONENTEN
Abbildung 100: Ausschnitt der Schaltung
Die Filtergruppe leitet an mich Eingangssignale von -3V bis 3V weiter, da aber die Signale, die für den musikalischen Ton interessant sind, erst ab 0V anfangen, müssen die
Eingangssignale auf ein Signal von 0-3V eingerichtet werden. Außerdem passiert der Vergleich am Komparator mit einer konstanten Referenzspannung von 3V, deswegen muss
noch das eingerichtete Signal eingeglättet werden. Die Einrichtung und Einglättung wird
mit einer Diode-Kondensator-Schaltung erreicht.
Dimensionierung
In diesem Teil wird die Schaltung jeweils für 1V und 2V Eingangssignale dimensioniert
und erklärt. Dabei wurde die Eingangsspannung und die 6 Dioden simuliert.
Diemensionierung bei 1V
Die rosafarbene Kurve (Abb. 101) zeigt das Eingangssignal. Die gelbe Kurve zeigt das
eingerichtete und eingeglättete Signal. Die 2 Kurven bei etwa 12V (Versorgungsspannung
der Komparatoren, die ist aber für die ICs auf 15V umgestellt worden) deuteten darauf
hin, dass 2 Dioden zum leuchten gebracht werden und die unteren Kurven zeigen, dass
die restlichen 4 Dioden noch ausgeschaltet sind.
Dimensionierung bei 2V
In Abbildung 102 sind das Eingangssignal und das durch die Diode-Kondensator-Schaltung
bearbeitete Signal zu sehen. Bei 2V leuchten logischerweise mehr Dioden als bei 1V und
nur 2 Dioden bleiben aus.
98
2 KOMPONENTEN
2.6 Ausgabe-Modul
** Profile: "SCHEMATIC1-bias" [ \\poseidon.ee.tu-berlin.de\prolab\Projektlabor WS0910 (GADD - The Music)\Gruppe...
Date/Time run: 12/01/09 15:35:50
Temperature: 27.0
(A) de (active)
15V
14V
13V
12V
11V
10V
9V
8V
7V
6V
5V
4V
3V
2V
1V
0V
-1V
-2V
-3V
-4V
-5V
-6V
-7V
-8V
-9V
-10V
-11V
-12V
-13V
-14V
-15V
0s
50ms
100ms
150ms
200ms
250ms
300ms
350ms
400ms
450ms
500ms
V(U5B:+)
V(D1:1)
V(U4B:OUT)
V(R8:1)
V(R9:1)
V(R10:1)
V(R11:1)
V(U5C:OUT)
Time
Date: December 01, 2009
Page 1
Time: 15:38:09
Abbildung 101: Simulation bei 1 V
Teilnehmerliste:
Sibylle Blümke, Konstantin Koslowski, Ziad ,Pablo Wilke
2.6.2 Filter zur Frequenzanalyse
Pablo Wilke Berenguer, Konstantin Koslowski, Sibylle Blümke
Beschreibung
Die Aufgabe unserer Teilgruppe war es eine Schaltung zu entwerfen, die ein gegebenes
Audiosignal in seine verschiedenen Frequenzkomponenten aufteilt und an eine Pegelanzeige weiterreicht, um so eine Möglichkeit zu haben das Spektrum unseres Signals grob
ablesen zu können.
Es sollten zwei Anzeigen (je eine für den linken, bzw. rechten Kanal) realisiert werden,
die den hörbaren Frequenzbereich in fünf Bänder aufgeteilt darstellen. Somit lag es also
an uns eine sinnvolle Aufteilung der Frequenzen zwischen ca. 20Hz und 20kHz zu finden
und insgesamt 10 Filter zu entwerfen, von denen je zwei identisch waren. Da das Ohr
logarithmisch hört, beschlossen wir die Aufteilung diesem anzupassen und die Bänder
(bei log. Skalierung) gleichmäs̈ig ’groß’ zu entwerfen. Die letztendliche Aufteilung ist der
folgenden Tabelle zu entnehmen:
Frequenzband
Frequenzbereich
Mittenfrequenz
1
20-78 Hz
39.5 Hz
2
78-312 Hz
156 Hz
99
3
312-1250 Hz
624.5 Hz
4
1.25-5 kHz
2.5 kHz
5
5-20 kHz
10 kHz
2.6 Ausgabe-Modul
2 KOMPONENTEN
** Profile: "SCHEMATIC1-bias" [ \\poseidon.ee.tu-berlin.de\prolab\Projektlabor WS0910 (GADD - The Music)\Gruppe...
Date/Time run: 12/01/09 15:38:42
Temperature: 27.0
(A) de (active)
15V
14V
13V
12V
11V
10V
9V
8V
7V
6V
5V
4V
3V
2V
1V
0V
-1V
-2V
-3V
-4V
-5V
-6V
-7V
-8V
-9V
-10V
-11V
-12V
-13V
-14V
-15V
0s
50ms
100ms
150ms
200ms
250ms
300ms
350ms
400ms
450ms
500ms
V(U5B:+)
V(D1:1)
V(U4B:OUT)
V(R8:1)
V(R9:1)
V(R10:1)
V(R11:1)
V(U5C:OUT)
Time
Date: December 01, 2009
Page 1
Time: 15:39:22
Abbildung 102: Simulation bei 2 V
Schaltplan
Abbildung 103: Schaltplan der Kompletten Filter-Schaltung
Unsere Anforderungen an die Schaltung der Filter waren vor allem durch die Rahmenbedingungen vorgegeben. Da sowohl das Eingangs- als auch das Ausgangssignal unserer
100
2 KOMPONENTEN
2.6 Ausgabe-Modul
Schaltung 3 Vpp betragen sollte, war um die Mittenfrequenz eine Verstärkung von 0dB
erforderlich. Aus̈erdem sollten die Flanken der Frequenzbänder in der nähe der Grenzfrequenzen fg,unten und fg,oben möglichst steil und außerhalb des Bandes ausreichend niedrig
sein. Da wir nun auch Spulen möglichst vermeiden wollten, kam nur ein aktiver Bandpass
in Frage und wir beschlossen einen mehrfach gegengekoppelten Bandpass 2. Ordnung zu
nehmen (siehe Abb. 104), wie er häufig in der Audiotechnik z.B. in Equalizern verwendet
wird. Durch die Wahl einer höheren Güte konnten die scharfen Flanken realisiert werden,
ohne dass wir auf Filter höherer Ordnungen zurückgreifen mussten.
R3
C
+12V
R1
in
out
C
ue
ua
R2
(1.5 Vpp)
(1.5 Vpp)
-12V
Abbildung 104: mehrfach gegengekoppelter Bandpass
Dimensionierung Zur Bestimmung der Bauteilgrößen wurden die Gleichungen einer
Schaltungs-/Formelsammlung 4 entnommen:
Q
G · 2 · π · fm · C
Q
Dämpfungswiderstand
R2 =
2
(2 · Q − G) · 2 · π · fm · C
Q
Rückkopplungswiderstand R3 =
π · fm · C
R3
Gewinn
G=
2 · R1
Einganswiderstand
R1 =
!
!
(52)
(53)
(54)
(55)
Hierbei sind Q = fBm = 2 die Güte, B = fg,oben −fg,unten die Bandbreite, G = 1 der Gewinn
und
√ C die Kapazitäten. Diese Mittenfrequenz wurde durch das arithmetische Mittel fm =
funten · foben aus den Bandgrenzen bestimmt, wodurch diese genau dazwischen liegt. Es
ist wichtig an dieser Stelle zu erwähnen, dass die Bandgrenzen (funten und foben ) hier
nicht den 3-dB-Grenzfrequenzen (fg,unten und fg,oben ) entsprechen! Dies ist absichtlich so
gewählt worden, weil wir ein ’übertreten’ des Signals in ein benachbartes Band mit 50%
für zu hoch hielten.
Für die Dimensionierung aller Filter ergab sich somit folgende Bauteilliste:
4
Tietze/Schenk - Halbleiter-Schaltungstechnik, 12. Auflage, S. 850f
101
2.6 Ausgabe-Modul
Frequenzband
C
R1
R2
R3
2 KOMPONENTEN
1
1 µF
8.16k Ω
1.16k Ω
16.32k Ω
2
330 µF
6.2k Ω
883 Ω
12.4k Ω
3
22 µF
23.15k Ω
3.3k Ω
46.3k Ω
4
6.3 µF
18.724k Ω
2.674k Ω
37.448k Ω
5
1.5 µF
21.22k Ω
3.031k Ω
42.441k Ω
Hierbei wurden die Kapazitäten frei gewählt, wobei darauf geachtet wurde, dass die
Widerstandgrößen in realisierbaren Größenordnungen liegen.Als OPV wurde der LM324
gewählt, da er unseren Anforderungen entspricht.
Simulation
Um mit einer Simulation herausfinden zu können, ob die entworfene Schaltung unseren Vorstellungen entsprechend arbeitete, betrachteten wir die Amplitudengänge im Frequenzbereich von 20Hz bis 20kHz. Da wir für alle Bänder Bandpässe mit gleicher Güte
und Verstärkung gewählt hatten, änderten sich die Verläufe somit wie gewünscht nur
um die Mittenfrequenz. In Abb. 105 ist exemplarisch der Verlauf für das Frequenzband
von 78-312 Hz zu sehen. Hierbei sind zwei Kurven zu sehen, wobei sie sich nur in der
Anzahl der hintereinander geschalteten Filter unterscheiden. Der lila Verlauf stellt eine
Kaskadierung zweier Filter da, deren einzelner Amplitudengang in türkis markiert ist.
Abbildung 105: Amplitudengang des Filters mit fm = 156Hz (Band 2)
Es ist zu erkennen, dass ein einzelner Filter an den Bandgrenzen eine genügend hohe
b 13 ) aufzeigt. Im folgenden Bild sind 3 Filter (bedingt durch die
Dämpfung von 10dB (≈
Einschränkungen der Studentenversion von PSpice) gleichzeitig simuliert, um so die letztendliche Aufteilung des Frequenzbereiches zu illustrieren. Wir wählten die drei mittleren
Frequenzbänder, wobei sich die äußeren im gleichen Abstand mit gleichem Verlauf dazugedacht werden können:
Inbetriebnahme
Da unsere Teilgruppe eng an die Anzeige gebunden ist und diese nicht am Bus angeschlossen werden kann, haben wir beschlossen ihr die Signale alle 10 Signale über ein Flachbandkabel zu liefern und zusätzlich Ihre Stromversorgung auf ein weiteres, dreiadriges Kabel
zu legen. So kann diese flexibler am Gehäuse montiert werden und wir vermeiden unnötige
102
2 KOMPONENTEN
2.6 Ausgabe-Modul
Abbildung 106: Amplitudengang dreier Filters mit fm = 39.5Hz, 156Hz, 624.5Hz
Abhängigkeiten. Die Anschlüsse hierfür sind im Bild 107 orange (Versorgung) bzw. grün
(Signale) markiert. Außerdem sind die beiden Filterblöcke für den linken (türkis) bzw.
den rechten (lila) Kanal markiert.
Abbildung 107: Fertige Platine
Da sowohl die Anzeige, als auch unsere Teilgruppe als Eingangssignale Spannungspegel
von ±1.5V erwartet und sich u.U. Fehler einschleichen können, haben wir die Eingangswiderstände durch Potentiometer ersetzt, mit denen der Gewinn G leicht verstellbar ist.
So können diese Filter im Zweifelsfall auch für andere Signalpegel verwendet werden.
103
3 ANHANG
3 Anhang
3.1 Layouts
Abbildung 108: Gruppe1 Layout Drum Modul Leiterseite
104
Literatur
3.2 Quellenverzeichnis
Abbildung 109: Gruppe1 Layout Drum Modul Bestückungsseite
3.2 Quellenverzeichnis
Literatur
[1] Hameg Fachartikel http://www.hameg.com/4.480.0.html
[2] Tietze, U., Schenk, Ch. Halbleiter-Schaltungstechnik Auflage 11
[3] Prof. Gerhard Mönich (TU Berlin, Skript Schaltungstechnik [Kapitel Rauschen])
[4] Texas Instruments Incorporated: Datenblatt: TLC555 LinCMOS TIMER.Dallas, Texas 75265, 2005.
[5] Prof. Gerhard Mönich (TU Berlin, Skript Schaltungstechnik [Kapitel OPV]
105
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 110: Gruppe1 Layout Drum Modul Bestückungsdruck
[6] Roland TR-606 Service manual.
[7] http://de.wikipedia.org/wiki/Gleichrichter (Abruf 4.1.2010 16:01)
[8] http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210251.htm
16:03)
3.3 Datenblätter
106
(Abruf
4.1.2010
Literatur
3.3 Datenblätter
100k R4
100k R5
100k R6
100k R7
100k R19
100k R21
100k R22
100k R24
100k RV4
100n C1
100n C2
100n C3
100n C4
100n C5
100n C6
100n C7
100n C8
100n C9
100n C12
100n C13
100n C14
100n C19
100n C20
100n C25
100n C26
100n C27
100n C28
100n C29
10k R9
10k R13
10k R14
10k R15
10k R16
10k R17
10k R20
10k R27
10k R31
10k R36
10k RV3
10k RV5
10M R1
10M R32
10n C15
10n C16
10n C18
10n C22
120k R29
15k R2
15k R3
1k R8
1k R10
1k R28
1k R33
1k R34
1M R23
1M R25
1M R35
1M RV1
1M RV2
1n C10
1n C11
1N4148 D2
1N4148 D6
22k R11
22k R12
2k R26
300k R18
47n C17
47n C21
CONN 20X2 P1
DIODE D3
DIODE D4
DIODE D5
DIODE D7
JUMPER JP1
JUMPER JP2
JUMPER JP3
LM324 U1
LM324 U2
LM324 U3
LM556N IC2
NE5532N IC1
NPN Q1
NPN Q2
NPN Q3
NPN Q4
VG64P J2
zenner D8
Tabelle 1: Bestückungsliste Drummodul
107
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 111: Gruppe2 Layout ADSR VCA
108
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 112: Gruppe2 ADSR VCA Bestückungsdruck
109
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 113: Gruppe2 Layout Tastatur
110
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 114: Gruppe2 Tastatur Bestückungsdruck
111
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 115: Gruppe2 VCO Leiterseite
112
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 116: Gruppe2 VCO Bestückungsdruck
113
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 117: Gruppe3 Layout Platine1 Leiterseite
114
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 118: Gruppe3 Layout Platine1 Bestückungsseite
115
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 119: Gruppe3 Platine1 Bestueckungsplan
116
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 120: Gruppe3 Layout Platine2 Leiterseite
117
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 121: Gruppe3 Platine2 Bestückungsplan
118
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 122: Gruppe3 Layout Netzteil Leiterseite
119
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 123: Gruppe3 Netzteil Bestückungsplan
120
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 124: Gruppe4 Layout Endstufe Leiterseite
121
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 125: Gruppe4 Endstufe Bestückungsdruck
122
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 126: Gruppe4 Layout Filter Leiterseite
123
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 127: Gruppe4 Layout Filter Bestückungsseite
124
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 128: Gruppe4 Filter Bestückungsdruck
125
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 129: Gruppe4 Layout Logik Leiterseite
126
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 130: Gruppe4 Layout Logik Bestückungsseite
127
3.3 Datenblätter
Literatur
Abbildung 131: Gruppe4 Layout LED Leiterseite
128
Literatur
3.3 Datenblätter
Abbildung 132: Gruppe4 Layout LED Bestückungsseite
129

GADD - The Music! Abschlussbericht

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