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Ausgabe 22
KURZMELDUNGEN
EXPERTENWISSEN
2
3
Komparator/DAC-Kombinationen lösen Datenerfassungsprobleme
DESIGN SHOWCASE Serieller PC-Port treibt 12-Bit-A/D-Wandler
10
PFM-Regelung verbessert Aufwärtswandler mit dualem Ausgang
Synchroner Abwärtsregler schließt Hochgeschwindigkeits-Datenbusse ab
Spartransformator-Regler invertiert 12V auf -12V
Schnittstellen-Chip für serielle Datenübertragung liefert bipolare Spannung
Programmierbare Stromquelle liefert 0A bis 5A
NEUE PRODUKTE
12
13
15
16
17
OpAmps/Komparatoren
(MAX971–974/
MAX981–984)
19
• 350MHz-OpAmp mit Spannungsrückkopplung und 1300V/µs
Anstiegsgeschwindigkeit
(MAX477)
• 275MHz-Vierfach-Videopuffer treiben 50Ω- und 75Ω-Kabel
(MAX496/497)
• OpAmp-Serie mit geringem Rauschen und äußerst geringer Verzerrung
(MAX4106–4109)
19
19
20
• 500MHz-Videoverstärker mit Stromrückkopplung, 5mA Stromverbrauch
und bis zu 80mA am Ausgang
(MAX4112/4113)
20
• Vierfach-SPST-Analogschalter mit 10Ω Betriebswiderstand
(MAX312/313/314)
• 8-Kanal- und duale 4-Kanal-Multiplexer mit serieller Ansteuerung
(MAX349/350)
20
21
• Preiswerte Vierfach-SPST-Analogschalter mit geringer
Versorgungsspannung
(MAX4066/4066A)
22
• 8-Kanal-SPST-Schalter mit geringer Versorgungsspannung
und serieller Schnittstelle
(MAX395)
23
(MAX606/607)
• Aufwärtsregler erzeugt feste (5V) oder einstellbare (3V bis 16,5V) Ausgänge (MAX608)
22
22
• Linearregler mit geringster Dropout-Spannung im
SOT-23-Gehäuse liefern 50mA
(MAX8863/8864)
23
• Komplette isolierte Voll-Duplex RS-485/RS-422-Schnittstelle
für unter 17,– DM
(MAX1490A/1490B)
21
• RS-485/RS-422-Transceiver mit geringer Leistungsaufnahme und
begrenzter Anstiegsgeschwindigkeit sind bis ±15kV ESD-geschützt
(MAX481E/483E/485E/ 23
487E–491E/1487E)
• Komparator-ICs mit Referenz, Open-Drain und nur 4µA
Leistungsaufnahme
Hochgeschwindigkeits-OpAmps
Analogschalter und Multiplexer
Power Management ICs
• Extrem flache PCMCIA-Stromversorgungen passen auf Karten
der Typen 1 und 2
Schnittstellen-ICs
MAXIM MELDET REKORDEINNAHMEN, -GEWINNE
UND -BETRIEBSEINKOMMEN FÜR DAS ZWEITE QUARTAL
Maxim Integrated Products, Inc., meldet Rekord-Nettoeinnahmen von 106,2 Millionen Dollar für das zweite Quartal,
das am 31. Dezember 1995 zu Ende ging, gegenüber 56,2 Millionen Dollar im gleichen Vorjahreszeitraum; dies bedeutet eine
Steigerung von 89%. Diese Wachstumsrate ist ein Ergebnis der Intensivierungsbemühungen in der Produktion, um den
Lieferumfang besser den Bestellungen und dem Kundenbedarf anzugleichen. Das Nettoeinkommen erhöhte sich um 258% auf
31,9 Millionen Dollar (d. h. 0,45 Dollar pro Aktie) für das Quartal, gegenüber einem Nettoeinkommen von 8,9 Millionen
Dollar (d. h. 0,14 Dollar pro Aktie) für das gleiche Quartal im Geschäftsjahr 1995. In sämtlichen Produktlinien übersteigen die
Aufträge weiterhin den Lieferumfang. Offene Bestellungen für die nächsten 12 Monate verbleiben bei über 190 Millionen
Dollar. Das Betriebseinkommen erreichte den Rekordprozentsatz von 45,1% der Nettoeinnahmen (23,5% im 2. Quartal 1995).
Die Eigenkapitalverzinsung ist, hochgerechnet auf ein Jahr für das 2. Quartal 1996 auf 58,4% angestiegen. Im Wirtschaftsjahr
1995 betrug die Eigenkapitalverzinsung vergleichsweise 25,2%.
Diese Ergebnisse bedeuten markieren das 41. Quartal in Folge mit steigenden Einnahmen und das 39. Quartal in Folge
mit steigenden Gewinn.
Im Laufe des Quartals erhöhte Maxim die Bareinlagen und kurzfristigen Investitionen um 6,2 Millionen Dollar,
erwarb Kapitalausstattung im Wert von über 21 Millionen Dollar und kaufte Stammaktien im Wert von 15,6 Millionen Dollar
zurück.
Der Lieferumfang erhöhte sich in den ersten 6 Monaten des Geschäftsjahres 1996 um 88% gegenüber der gleichen
Vorjahreszeit. Die Wafer-Produktion stieg gegenüber dem Geschäftsjahr 1995 um 124%. Der Wafer-Produktionsumfang
erlegt den für das Quartal verzeichneten Einnahmen jedoch weiterhin Beschränkungen auf.
Jack Gifford, Chairman, President and CEO, kommentierte: “Obwohl Maxim in den ersten 6 Monaten des Geschäftsjahres 1996 88% mehr Produkte herstellte und auslieferte als im gleichen Vorjahreszeitraum, war es doch schwieriger als
erwartet, die Produktion unserer Wafer-Herstellungsanlage in Beaverton zu steigern. Die Produktivität, gemessen in pro
Techniker und Quartal produzierten Wafern, erreichte im vierten Quartal des Geschäftsjahres 1995 ein Maximum und blieb
im ersten Halbjahr des Geschäftsjahres 1996 konstant. Im Vergleich zu Maxims Anlage in Sunnyvale liegt die Produktivität
der Anlage in Beaverton gegenwärtig bei 50%.”
Mr. Gifford führte weiter aus: “In den ersten beiden Quartalen nach dem Erwerb der Anlage von Tektronix standen
uns 60 ausgebildete Techniker zur Verfügung, die wir mit der Anlage übernommen hatten. Seitdem haben wir über 150
Techniker eingestellt, die mit unserem Wafer-Herstellungsverfahren und den Ausrüstungen nicht vertraut waren. Obwohl wir
der Meinung sind, daß diese Techniker in relativ kurzer Zeit viel erreicht haben, rechnen wir damit, daß es noch weitere
Quartale brauchen wird, bis sie voll ausgebildet sind und die Produktivität unserer Anlage in Sunnyvale erreicht wird. Im
Gebiet von Portland stehen nicht genügend ausgebildete Techniker für die von uns geplante Produktionskapazität zur
Verfügung.”
Gifford fuhr fort: “Aufgrund dieser Erfahrung in Beaverton glaube ich, daß der Mangel an qualifizierten Technikern
bei der erforderlichen Wafer-Kapazität, die sich für 1996 und darüber hinaus abzeichnet, zu einer Herausforderung für die
Industrie werden wird. Dieser Faktor, zusammen mit der weiteren weltweiten Steigerung der Nachfrage, wird weiterhin Druck
auf die heute bestehenden und produzierenden Produktionsstätten ausüben.”
Während des Quartals wurde Maxim vom NASDAQ Board in deren NASDAQ 100 Index aufgenommen. Damit stellt
Maxim einen der 100 gegenwärtig im NASDAQ gehandelten Spitzenwerte dar.
8-Kanal-SPST-Schalter mit
geringer Versorgungsspannung und serieller
Schnittstelle
Der MAX395 enthält acht unabhängige,
separat gesteuerte Schalter (SPST) in einem
24-Pin Gehäuse. Die Schalter leiten gleich
gut in beiden Richtungen und garantieren
einen Einschaltwiderstand von 100Ω. RON ist
bis auf 10Ω zwischen den Schaltern
abgeglichen und über den angegebenen
Signalbereich bis auf 10Ω konstant. Der AusLeckstrom beträgt nur 0,1nA bei +25°C
(10nA bei +85°C).
Beim MAX395 handelt es sich um einen
CMOS-Baustein, der an dualen Versorgungsspannungen zwischen ±2,7V und ±8V oder
Einfachversorgungen zwischen 2,7V und 16V
arbeitet. An Versorgungen von 5V oder ±5V
sorgen die garantierten logischen Schwellen
von 0,8V und 2,4V für TTL-/CMOSKompatibilität. Jeder Schalter kann analoge
Spannungen bis zur Versorgung verarbeiten.
Die Pin-Belegung des MAX395 entspricht
der des analogen Industrie-Standardschalters
MAX335.
RS-485/RS-422Transceiver mit geringer
Leistungsaufnahme und
begrenzter Anstiegsgeschwindigkeit sind bis
±15kV ESD-geschützt
Die Transceiver MAX481E, MAX483E,
MAX485E, MAX487E–MAX491E und
MAX1487E mit geringer Leistungsaufnahme
sind für RS-485- und RS-422-Schnittstellen in
rauher Umgebung ausgelegt. Jeder der
Bausteine enthält einen Treiber und einen
Empfänger; der Treiberausgang und der
Empfängereingang sind bis zu ±15kV nach
dem Human-Body-Modell ESD-geschützt
(electrostatic discharge). Außerdem ist für die
Schaltkreise garantiert, daß im Fall von ESD
kein Latch-up auftritt.
Die Treiber des MAX481E/485E/490E/
491E und MAX1487E lassen Datenübertragungen von bis zu 2,5Mbps zu. Die Treiber
des MAX483E, MAX487E, MAX488E und
MAX489E haben reduzierte Anstiegsraten,
die elektromagnetische Störungen (EMI =
electromagnetic interference) sowie die durch
schlecht abgeschlossene Kabel hervorgerufenen Reflexionen minimieren. Im
Ergebnis dessen ermöglichen diese Transceiver fehlerfreie Datenübertragungen bis zu
Die serielle Schnittstelle des MAX395 ist
mit den synchron-seriellen Standards SPI™,
QSPI™ und Microwire™ kompatibel. Durch
die Funktion als Schieberegister können die
Daten synchron mit steigenden Flanke eines
CLK-Signals eingetaktet werden (über DIN).
Darauf werden die Daten über eine steigende
Flanke an CS an die Schalter übertragen, die
simultan betätigt werden. Der Schieberegister-Ausgang (DOUT) ermöglicht das
Hintereinanderschalten mehrerer MAX395 in
einer Daisy-Chain-Konfiguration.
Beim Einschalten sorgt ein automatisches Reset dafür, daß alle Schalter
geöffnet sind und die internen Schieberegister auf Null gesetzt sind. Zusätzlich
kann der MAX395 über den RESET-Eingang
auf asynchrone Reset-Befehle reagieren. Für
den ESD-Schutz (electrostatic discharge) gilt
ein Wert von mehr als 2kV gemäß Verfahren
3015.7 des Standards MIL-STD-883.
Der MAX395 ist im schmalen 24-Pin
DIL- oder im breiten SO-Gehäuse, in
kommerziellen, den erweiterten industriellen
und den militärischen Temperaturbereich
erhältlich. Preis* ab 5,54 DM.
(Kennziffer 19)
250kbps. Die Gleichtaktaussteuerbarkeit
beträgt -7V bis 12V.
Alle Transceiver arbeiten an 5V. Im
Leerlauf oder im Falle deaktivierter Treiber
verbrauchen der MAX488E und der
MAX489E einen Versorgungsstrom von nur
120µ A. Die Transceiver MAX481E,
MAX483E und MAX487E sind mit einem
Shutdown-Modus ausgerüstet, der den
Versorgungsstrom auf nur 0,5µA reduziert.
Zum Kurzschlußschutz sind alle Treiberausgänge strombegrenzt. Zum Schutz vor zu
hohem Leistungsverlust enthalten alle
Treiber eine Thermoschutzschaltung, die den
Ausgang, wenn nötig, in einen hochohmigen
Zustand versetzt. Alle Empfänger sind eigensicher, d. h. für den Fall leerlaufender Eingänge wird für die Ausgänge ein logischer
High-Pegel garantiert.
Die Bausteine MAX488E–MAX491E
sind für die volle Duplex-Kommunikation
ausgelegt; die Bausteine MAX481E/483E/
485E/487E und MAX1487E für die Halbduplex-Kommunikation. Beim MAX487E
und MAX1487E ermöglicht die EmpfängerEingangsimpedanz von 1/4 der Einheitslast bis
zu 128 Transceiver an einem RS-485- oder
RS-422-Bus. (Zum Vergleich: diese Busse
unterstützen nur 32 Standard-Transceiver.)
Für Anwendungen, bei denen die ESD un-
Linearregler mit geringster
Dropout-Spannung im SOT23-Gehäuse liefern 50mA
Die Linearregler MAX8863 und
MAX8864 wurden vornehmlich für batteriebetriebene Anwendungen entwickelt. Sie
arbeiten an Eingangsspannungen im Bereich
von 2,5V bis 5,5V und liefern Ausgangsströme von bis zu 50mA mit einer
maximalen Dropout-Spannung von 120mV.
PMOS-Längstransistoren sorgen dafür, daß
der geringe Versorgungsstrom von 80µ A
unabhängig vom Belastungsstrom bleibt;
damit eignen sich die Bausteine MAX8863/
MAX8864 zum Einsatz in Modems, Funkund schnurlosen Telefonen sowie anderen
tragbaren Geräten.
Jeder der Bausteine ist mit dem Dual
Mode™ ausgestattet; d. h. es besteht die
Möglichkeit einer festen oder einer einstellbaren Ausgangsspannung: Die Regler
MAX8863T/MAX8864T sind auf 3,175V
und die Regler MAX8863S/MAX8864S auf
2,850V voreingestellt. Bei beiden Ausführungen können Sie die Ausgangsspannung
mittels eines externen Spannungsteilers im
Bereich von 1,25V bis 5,5V verändern.
Die Regler sind mit einem ShutdownModus ausgstattet, der den Versorgungsstrom
auf 0,1µA veringert. Im Shutdown leitet der
MAX8864 seine Ausgangsspannung aktiv zur
Masse ab; ansonsten sind beide Bausteine
identisch. Zu den gemeinsamen Merkmalen
gehören der Kurzschlußschutz, der Thermoschutz und der Batterie-Verpolschutz.
Die Regler MAX8863/MAX8864 sind
im 5-Pin SOT-23-Gehäuse erhältlich und für
den erweiterten industriellen Temperaturbereich geprüft.
(Kennziffer 20)
Dual Mode ist ein Markenzeichen von Maxim Integrated
Products.
kritisch ist, können die billigeren Varianten
“ohne E” benutzt werden: MAX481,
MAX483/485/487–491 und MAX1487.
Der MAX489E und der MAX491E sind
im 14-Pin Plastik-DIP- und SO-Gehäuse
erhältlich; alle anderen im 8-Pin Plastik-DIP
und SO-Gehäuse. Alle Bausteine sind in
kommerziellen und den erweiterten industriellen Temperaturbereich erhältlich. Den
MAX1487E gibt es auch für den militärischen
Temperaturbereich. Preis* ab 2,48 DM.
(Kennziffer 21)
* Angegebene Preise sind Richtpreise ab 1000 St., netto inkl. Fracht und Zoll.
23
Preiswerte VierfachSPST-Analogschalter
mit geringer
Versorgungsspannung
Die Analogschalter MAX4066 und
MAX4066A sind eine Weiterentwicklung der
pin-kompatiblen Industrie-Standardbausteine.
Der Schalter MAX4066A garantiert die
Grenzen für den Betriebswiderstand (45Ω an
einer 12V-Versorgung), den RON-Abgleich
zwischen den Kanälen (2Ω max.) sowie den
Leckstrom (100pA max. bei +25°C). Als
preisgünstigere Variante bietet der
MAX4066 einen R ON von 45Ω max. und
einen Abgleich von 4Ω (an an einer 12V-
Extrem flache PCMCIAStromversorgungen passen
auf Karten der Typen 1 und 2
1,25mm hohe 1MHz-Aufwärtswandler auf
nur 16mm2
Die DC/DC-Wandler MAX606/MAX607
nehmen weniger Raum und Einbaufläche ein
als jeder andere vergleichbare IC. Sie sind für
PCMCIA-Karten der Typen 1 und 2 und
andere Anwendungen mit geringer Bauhöhe
ausgelegt und ihre Höhe in der 8-Pin µMAXBauform beträgt nur 1,11mm. Durch ihre hohe
Schaltfrequenz (bis 1,2MHz für den
MAX606) sind nur kleine externe Bauelemente erforderlich, die bei Schaltkreisen
des Typs 1 eine Fläche von nur 16mm2 und
bei den etwas höheren Schaltkreisen des Typs
2 nur 10,3mm2 ergeben.
Die Bausteine MAX606/MAX607 arbeiten an Eingangsspannungen von 3V bis
5,5V und erzeugen geregelte Ausgänge von
5V oder 12V, abhängig vom Status eines
angelegten Logiksignals. Mit zwei externen
Widerständen können Sie den Ausgang auf
jeden beliebigen Wert zwischen V IN und
12,5V einstellen. Für die
Ausgangsgenauigkeit werden
INPUT
±4% garantiert. Aufgrund der
3.3V TO 5V
pulsfrequenzmodulierten
Regelung (PFM) mit Strombegrenzung erreichen die
Wandler bei Lastströmen
zwischen 2mA und 200mA
ON/OFF
einen Wirkungsgrad zwischen
5V/12V OUT
80% und 90%. Der Ausgangsstrom beträgt (garantiert) 60mA
Soft-Start
0.01µF
an 12V oder 120mA an 5V.
Versorgung). Der Leckstrom des MAX4066
beträgt 1nA max. bei +25°C.
Die Schalter MAX4066/MAX4066A
sind für 3V, 5V und 12V ausgelegt und
garantieren den Betrieb an Versorgungen von
2V bis 16V. An 12V bieten beide z. B. einen
maximalen Betriebswiderstand von 45Ω,
einen Kanalabgleich von 2Ω und eine Konstanz von 4Ω über den angegebenen Signalbereich. Die Eingangssignale reichen von V+
bis einschließlich Masse.
Jeder der Bausteine eignet sich für den
Einsatz als Multiplexer, Demultiplexer oder
Doppelschalter. Die Kanalauswahl erfolgt
über angelegte logische TTL-/CMOS-Pegel.
Mit ihrem geringen Aus-Leckstrom (100pA
Die Schaltfrequenz des MAX606 (die
doppelte Frequenz des MAX607) reicht von
600kHz bis 1,2MHz, abhängig von der
Eingangs- und Ausgangsspannung sowie
anderen Betriebsbedingungen. Der MAX607
erfordert infolge seiner geringeren Frequenz
etwas größere externe Bauelemente. Beide
Bausteine verfügen über einen ShutdownEingang, wobei die Verringerung des
Versorgungsstrom auf 1µA die Batterielebensdauer verlängert. Beim Einschalten verhindert
eine vom Anwender einstellbare Soft-StartSchaltung zu hohe Eingangsströme.
Zur Beschleunigung Ihres Entwurfsprozesses mit dem MAX606 ist ein vorgefertigtes Evaluierungs-Kit des Typs 1
(MAX606EVKIT-MM) erhältlich. Der
MAX606 und der MAX607 sind im 8-Pin
µ MAX- und im SO-Gehäuse, für den
erweiterten industriellen (-40°C bis +85°C)
Temperaturbereich erhältlich. Preis* ab
5,38 DM.
(Kennziffer 17)
2.2µF
5µH
VCC
MAX606
MAX607
LX
MBRO520
SHDN
OUTPUT
5V ±4% at 150mA
or
12V ±4% at 60mA
1µF
SEL
FB
SS
GND
max. für den MAX4066A) und Leistungsverbrauch (0,5µW) eignen sich diese Schalter
besonders für batteriebetriebene Anwendungen. Jeder Baustein ist bis über 2000V ESDgeschützt, gemäß Verfahren 3015.7 des
Standards MIL-STD-883.
Die Bausteine MAX4066/MAX4066A
sind im 14-Pin DIP-, im schmalen SO- und
im 16-Pin QSOP-Gehäuse, in kommerziellen,
erweiterten industriellen und militärischen
Temperaturbereich erhältlich. Preis* ab
1,84 DM für den MAX4066 und ab 3,48 DM
für den MAX4066A.
(Kennziffer 16)
Aufwärtsregler erzeugt feste
(5V) oder einstellbare (3V
bis 16,5V) Ausgänge
Beim MAX608 handelt es sich um einen
Aufwärtsregler mit geringer Versorgungsspannung, der an Eingängen von 1,8V bis
16,5V arbeitet. Seine Ausgangsspannung ist
entweder mit 5V fest eingestellt oder (mit
einem externen Spannungsteiler) von 3V bis
16,5V einstellbar. Der Leerlaufstrom beträgt
nur 85µ A bzw. 2µ A (5µ A max.) im
Shutdown-Modus. Bei hohen Belastungen
sorgt die PFM-Regelung (Pulsfrequenzmodulation) mit Strombegrenzung des
Reglers für einen hohen Wirkungsgrad von
85% zwischen 30mA und 1,5A.
Der Regler MAX608 eignet sich hervorragend für aus 2 oder 3 Batteriezellen
betriebene Systeme. Seine hohe Betriebsfrequenz (bis 300kHz) ermöglicht die
Verwendung kleiner oberflächenmontierter
externer Bauelemente. Der MAX608 arbeitet
nur im “Bootstrap”-Modus, wobei seine
Ausgangsspannung mit seinem Versorgungsanschluß (OUT) verbunden ist. Für einen
12V-Ausgang oder Anwendungen ohne
“Bootstrap”-Modus—wobei der Schaltkreis
von der Eingangsspannung versorgt wird—
ist der pin-kompatible Baustein MAX1771 in
Betracht zu ziehen.
Zur Unterstützung Ihres Entwurfs bietet
Maxim ein Evaluierungs-Kit für den
MAX608 an. Der MAX608 ist im 8-Pin
Plastik-DIP- oder SO-Gehäuse, und getestet
für den kommerziellen und den erweiterten
industriellen Temperaturbereich. Preis* ab
3,52 DM.
(Kennziffer 18)
* Angegebene Preise sind Richtpreise ab 1000 St., netto inkl. Fracht und Zoll.
22
Komparator/DACKombinationen lösen
Datenerfassungsprobleme
TRANSIENT VOLTAGE MONITOR:
ADC APPROACH
INPUT
µP
ADC
BUFFER
REF
In den folgenden Ausführungen wird eine oftmals übersehene
Option für viele A/D-Wandler Anwendungen diskutiert: Die A/DWandlung wird manchmal günstiger mit einem diskreten
Komparator in Verbindung mit einem D/A-Wandler gelöst. Diese
Substitution erfordert Umdenken bezüglich des Meßverfahrens,
kann jedoch die Vorteile geringerer Kosten, höherer Geschwindigkeit und Flexibilität sowie einer geringeren Leistungsaufnahme bieten
MEMORY
POWER
SUPPLY
PROCESSOR REQUIREMENTS: ~ 4 MIPS, ICC ~ 20mA
A/D REQUIREMENTS: 2.5µs, ICC ~ 15mA
TOTAL ICC ~ 35mA
Der Trend geht zur Zeit jedoch in die andere Richtung—
Entwickler, die eine A/D-Wandlung implementieren wollen,
verwenden dafür meist einen A/D-Wandlerbaustein (ADC).
Vielen Ingenieuren ist keine Alternative dazu bekannt; zudem
fällt das Preis/Leistungsverhältnis für ADCs ständig. Ein
analoger Komparator und ein D/A-Wandler (DAC) in Verbindung mit einem Prozessor bilden einen ADC, der mit sukzessiver Approximation arbeitet.
Bild 1. Der ADC-Schaltkreis, als gebräuchliches Verfahren zur
Transientenanalyse, ist teuer und Leistungshungrig.
TRANSIENT VOLTAGE MONITOR:
DAC/COMP APPROACH
INPUT
Die Lösung mit diskretem Komparator und DAC wird in einigen
Anwendungen bereits gerne angewendet. In automatischen
Prüfeinrichtungen, nuklearen Amplitudendiskriminatoren und
automatischen Zeitbereichs-Reflektometern wird diese Technik
oft benutzt, wobei ein Komparatoreingang vom DAC und der
andere von dem zu überwachenden Signal getrieben wird. Im
folgenden sind allgemeine Meßprobleme und spezielle
Anwendungen, für die eine Komparator/DAC-Kombination
besser geeignet ist als ein handelsüblicher ADC, dargestellt.
HIGH
LINE
S
Q
R
1/4 MAX516
LOW
LINE
S
Q
R
1/4 MAX516
1/4 MAX516
HIGH
TRANS
Transientenanalyse
S
Q
R
Die Brachialgewalt-Methode zur Erfassung schneller Amplitudenveränderungen (Transienten) besteht darin, diese einfach
mit einem Hochgeschwindigkeits-ADC, unterstützt durch einen
Prozessor mit schnellem RAM, zu digitalisieren (Bild 1).
Einmalige Vorgänge und die Notwendigkeit, feine Details in den
Transienten zu erkennen, mögen die Anwendung dieser Lösung
erfordern. Treten die Transienten jedoch periodisch auf, können
Sie die Spitzenamplitude und andere Merkmale mittels der
DAC/Komparator-Schaltung messen (Bild 2).
µP
RESET
F-F
LOW
TRANS
S
Q
R
1/4 MAX516
Der DAC legt einen Vergleichspegel an einen Eingang des
Komparators, während das Signal an den anderen Eingang
gelegt wird. Sie stellen dann die Spitzenamplitude durch
Justieren des DAC-Ausgangs fest, wobei Sie ein digitales
Register verwenden, um die Ausgangsantwort des Komparators
zu erfassen, wenn seine Schwelle überschritten wird. Lediglich
der Komparatoreingang muß die volle Bandbreite der Transiente
erfassen können; der DAC-Ausgang darf willkürlich lange
Einschwingzeiten aufweisen, ohne die Meßgenauigkeit zu
beeinträchtigen. Somit ermöglicht Ihnen das Messen im
MEMORY
POWER
SUPPLY
PROCESSOR REQUIREMENTS: 0.0002 MIPS, ICC < 1mA
DAC/COMPARATOR REQUIREMENTS: ICC = 10mA max
TOTAL ICC ~ 11mA
Bild 2. Wenn die Anwendung nach Bild 1 ein iteratives Verfahren für
die Amplitudenmessungen zuläßt, kann der Austausch des ADC
durch eine DAC/Komparator-Kombination Verlustleistung und
Kosten sparen.
3
Einfacher ADC mit DACs realisiert
CONTRAST
ADJUST
LCD
DAC
Bei tragbaren Geräten, wo Kosten und Größe ein Problem
darstellen, kann ein vorhandener DAC u. U. auch A/DWandlungen ausführen. In Funktelefonen und medizinischen
Geräten z. B. ist oft ein DAC zum Einstellen der Kontrastspannung in LCD-Anzeigen zu finden (Bild 3). In manchen
Fällen können Sie auch eine Temperatur oder Batteriespannung
überwachen (wie oben beschrieben), indem Sie einfach einen
Komparator und Schalter hinzufügen. Der vorhandene DAC übt
dann zwei Funktionen aus, wobei die Anzeige abschaltet,
während der DAC Analog/Digitalwandlungen ausführt. Eine
einfache, aus einem Analogschalter mit Kondensator
bestehende Sample/Hold-Schaltung (Bild 4) kann die LCDKontrastspannung während der A/D-Wandlung erhalten.
µP
BATTERY
MODEST A/D NEEDS
ADC
MUX
REF
T
TEMP. SENSOR
RELATIVE COST:
2-CHANNEL ADC $3.00
DAC $2.00
TOTAL $5.00
Bild 3. Diese Schaltung ist häufig in tragbaren Geräten anzutreffen.
CONTRAST
ADJUST
LCD
DAC
Eine weitere Alternative besteht im Ersatz des vorhandenen
einfachen DAC durch einen billigen dualen DAC. Eine Hälfte
des dualen DAC erzeugt eine ständige LCD-Kontrastspannung, während mit der anderen Hälfte ein ständig
betriebsbereiter ADC gebildet wird. In beiden Fällen, einfach
oder dual, benötigt die DAC/Komparator-Kombination eine
schnelle, einfache Software-Routine, die den DAC treibt und
den Komparator abtastet, um die Wiederholung zu implementieren (siehe Erläuterung: Sukzessive Approximation/
Wägeverfahren).
µP
+
T
COMP
–
TEMP. SENSOR
+
COMP
–
BATTERY
MODEST SOFTWARE OVERHEAD.
USE BETWEEN LCD UPDATES.
RELATIVE COST:
DAC $2.00
DUAL COMP $0.50
TOTAL $2.50
Überlegungen zum Entwurf
Ein DAC läßt sich leicht mit einem Komparator kombinieren.
An den nichtinvertierenden Eingang des Komparators wird ein
Signal angelegt, und der DAC liefert eine digital programmierbare Schwelle am invertierenden Eingang. Der Komparator
erzeugt dann jedesmal einen logischen High-Pegel am Ausgang, wenn das Signal positiver ist als die Schwelle. Andere
Bereiche verdienen jedoch mehr Beachtung.
Bild 4. Werden der Schaltung nach Bild 3 zwei Komparatoren
hinzugefügt, kann der DAC zur Kosteneinsparung gleichzeitig
als ADC fungieren.
Analogbereich, einen teuren ADC durch eine billige DAC/
Komparator-Kombination zu ersetzen.
Ein weiteres Problem in diesem Zusammenhang ist die
Überwachung einer analogen Spannung hinsichtlich Toleranzgrenzen. Viele Geräte mit Eigenüberwachung vergleichen
Systemspannungen, Temperaturen und andere analoge Werte
mit Grenzwerten, die via Software eingestellt werden. Werden
die Vergleiche jedoch durch einen Komparator angestellt,
dessen Sollwert von einem DAC geliefert wird, können Sie den
Softwareaufwand für den Prozessor reduzieren, da dieser
lediglich das einzelne Bit, das den außerhalb der Toleranzgrenzen liegenden Zustand darstellt, zu lesen hat.
Der DC-Ausgangswiderstand des DAC sollte, im Verhältnis zu
dem Eingangsruhestrom und des Untersetzernetzwerks des
Komparators gering sein, um genaue Schwellenpegel einzuhalten. Dies betrifft hauptsächlich Schaltungen mit sehr
geringer Leistungsaufnahme, in denen der DAC den
beträchtlichen Ausgangswiderstand von 10kΩ aufweisen kann.
Eine weitere Forderung für den DAC ist eine geringe ACAusgangsimpedanz. Ansonsten könnte es durch die hohe
Anstiegsgeschwindigkeit des digitalen Ausgangssignals des
Komparators zu Kopplungen über parasitäre Kapazitäten in der
Schaltung kommen. Dadurch würden Eingangstransienten
erzeugt werden, die Oszillationen hervorrufen und so die
Genauigkeit beeinträchtigen. Kann eine etwas längere Einschwingzeit in Kauf genommen werden, können Sie die ACAusgangsimpedanz des DAC verringern, indem Sie einen
Bypass-Kondensator auf den Komparatoreingang schalten. Eine
zu große kapazitive Last am Ausgangsverstärker des DAC kann
zu Instabilität und Oszillationen führen; dies kann jedoch durch
einen zusätzlichen Widerstand in Reihe mit dem DAC-Ausgang
leicht behoben werden.
Dieses Verfahren (Vergleich im Analogbereich) ist ebenso
genau wie das ADC-Verfahren (Vergleich im Digitalbereich);
warum sollte man also den ganzen Wert digitalisieren, wenn er
sich einfach mit einem Sollwert vergleichen läßt? Ein Fall soll
noch erwähnt werden: Muß der Wert mit einer Reihe von
Sollwerten verglichen werden, wie z. B. unterer und oberer
Warnpegel und unterer und oberer Shutdown-Pegel, ist
eventuell ein ADC den ansonsten erforderlichen vier DACs und
vier Komparatoren vorzuziehen.
4
8-Kanal- und duale
4-Kanal-Multiplexer mit
serieller Ansteuerung
Die Multiplexer MAX349 und MAX350
(8-Kanal und dual 4-Kanal) bieten eine
serielle Kanalansteuerung. Die Betriebswiderstände liegen bei maximal 100Ω, sind
zwischen den Schaltern mit einer maximalen
Toleranz von 16Ω angepaßt und über den
angegebenen Signalbereich konstant mit einer
Toleranz von maximal 10Ω. Alle Kanäle
leiten in beiden Richtungen gleich gut.
Jeder der CMOS-Bausteine arbeitet an
einer Zweifachversorgung von ±2,7V bis
±8V oder an einer Einfachversorgung von
2,7V bis 16V. Die Bausteine verarbeiten bis
zur Versorgung reichende Eingangssignale
und weisen einen Aus-Leckstrom von nur
0,1nA bei +25°C (5nA bei +85°C) auf. Beim
Einschalten öffnet ein automatisches Reset
alle Schalter und setzt alle internen Schieberegister auf Null. Jeder IC besitzt außerdem
einen asynchronen RESET-Eingang.
Die serielle Schnittstelle ist mit den
synchron-seriellen Standards SPI™, QSPI™
und Microwire™ kompatibel. Ein internes
Schieberegister taktet synchron mit der
Komplette isolierte VollDuplex RS-485/RS-422Schnittstelle für unter
17,– DM
Die voll duplexfähigen Daten-Kommunikations-Transceiver MAX1490A/MAX1490B
bieten eine elektrisch isolierte RS-485- oder
RS-422-Schnittstelle in einem einzigen
Gehäuse. Jeder der voll isolierten Transceiver
arbeitet an einer 5V-Einfachversorgung auf der
logischen Seite der Isolationsbarriere, und der
gesamte Schaltkreis — einschließlich der
Transceiver-ICs, Optokoppler und Transformatoren findet in einem 24-Pin DIPBaustein Platz. Die Isolationsbarrieren halten
typisch 1600V eff für eine Minute oder
2000Veff für eine Sekunde stand.
Der MAX1490A kann Datenraten von
2,5Mbps verarbeiten. Der MAX1490B, der
fehlerfreie Übertragungen bis zu 250kbps
ermöglicht, hat Treiber mit begrenzter Anstiegsgeschwindigkeit, die elektromagnetische Störungen (EMI) minimieren und
gleichzeitig durch nicht ordnungsgemäß
abgeschlossene Kabel verursachte Reflexionen reduzieren.
steigenden Flanke des Taktsignals (SCLK)
über DIN Daten ein. Über den Ausgang des
Schieberegisters (DOUT) können Sie
mehrere MAX349 oder MAX350 in einer
Daisy-Chain-Konfiguration miteinander
verbinden. Da alle digitalen Eingänge
logische Schwellen von 0,8V und 2,4V
aufweisen, sind die ICs mit TTL- und
CMOS-Logikschaltungen kompatibel, wenn
sie an 5V- oder ±5V-Versorgungen betrieben
werden.
NO0
Die Multiplexer MAX349/MAX350 sind
im 18-Pin DIP-, breiten 18-Pin SO- und im
20-Pin SSOP-Gehäuse, in für den kommerziellen (0°C bis +70°C), den erweiterten
industriellen (-40°C bis +85°C) und den
militärischen (-55°C bis +125°C) Temperaturbereich erhältlich. Preis* ab 5,54 DM.
(Kennziffer 14)
NO7
SCLK
1
V+
2
COM
DOUT
8-BIT SHIFT REGISTER
MAX349
RESET
SCLK
CLOCK TRANSLATOR
LATCH
CS
17 RESET
DIN
3
GND
4
15 V-
COM
5
14 N.C.
NO0
6
13 NO7
NO1
7
12 NO6
NO2
8
11 NO5
NO3
9
PARALLEL REGISTER AND TRANSLATOR
DIN
18 CS
MAX349
16 DOUT
LOGIC
10 NO4
DIP/SO
CS TRANSLATOR
SPIand
und
QSPI
sind Markenzeichen
SPI
QSPI
are trademarks
of Motorola, Inc. von Motorola, Inc.
Microwire
ein Markenzeichen
der National
Microwire
is aist
trademark
of National Semiconductor
Corp. Semiconductor Corp.
Jeder Treiberausgang ist mit Kurzschlußstrombegrenzung sowie einer Thermoabschaltung ausgerüstet, die zu hohe
Leistungsverluste verhindert, indem sie die
Ausgänge in einen hochohmigen Zustand
versetzt. Alle Ein- und Ausgänge entsprechen
den RS-485- und RS-422-Spezifikationen.
Die Empfänger garantieren einen logischen
High-Ausgangsstatus für RO als Funktion
der Eigensicherheit für den Fall eines offenen
Eingangs. (Bei den Bausteinen MAX1480A/
MAX1480B handelt es sich um die gleichen
Produkte, jedoch mit Halbduplexbetrieb.)
Die Transceiver sind im breiten 24-Pin
Plastik-DIL-Gehäuse, für den kommerziellen
und den erweiterten industriellen Temperaturbereich geprüft, erhältlich. Preis* ab
18,18 DM für den MAX1490A und ab
17,39 DM für den MAX1490B.
(Kennziffer 15)
MAX1490
+5V
TRANSFORMER
DRIVER
MAX845
VCC
Z
TXIN
MAX488/
MAX490
MAX1490
Y
+5V
TO RS-485
BUS
VCC
+5V
B
RXOUT
MAX488/
MAX490
A
IN THIS!
ISOLATION
BARRIER
ALL THIS...
* Angegebene Preise sind Richtpreise ab 1000 St., netto inkl. Fracht und Zoll.
21
Die Bausteine MAX4106/MAX4107
eignen sich für ADC-Vorverstärker, Ultraschall-Anwendungen und Hochleistungsempfänger mit äußerst geringem Rauschen.
Ihre Kompensation für die Schleifenverstärkung erbringt ein Minimum von 5V/V
für den MAX4106 und 10V/V für den
MAX4107. Sie vereinigen eine hohe Geschwindigkeit (350MHz für den MAX4106,
300MHz für den MAX4107) mit äußerst
geringem Spannungsrauschen (0,75nV/√Hz).
Ihr störungsfreier dynamischer Bereich
(SFDR) bei 5MHz, mit VOUT = 2Vp-p, beträgt
-63dBc für den MAX4106 (bei 5V/V) und
-60dBc für den MAX4107 (bei 10V/V). Die
Anstiegsraten sind 275V/µs (MAX4106) und
500V/µs (MAX4107).
Die OpAmps MAX4108/MAX4109
kombinieren eine hohe Geschwindigkeit mit
einer äußerst geringen Verzerrung; damit
eignen sie sich zur Anwendung in RGB- und
FBAS-Video, für ADC-Vorverstärker und in
der Hochleistungs-HF-Signalverarbeitung.
Der MAX4108 mit stabiler Einheitsverstärkung besitzt einen 20MHz-SFDR von
-81dBc und eine EinheitsverstärkungsBandbreite von 400MHz. Beim MAX4109
(stabil für AVCL = 2V/V und mehr) liegt die
20MHz-SFDR bei -80dBc und die -3dBBandbreite bei 225MHz. Die Anstiegsgeschwindigkeit beider Bausteine beträgt
1200V/µ s. Die Großsignalbandbreiten bei
VOUT = 2Vp-p betragen 300MHz (MAX4108)
bzw. 200MHz (MAX4109).
Die Bausteine MAX4106/MAX4107
sind im 8-Pin SO-Gehäuse und die Bausteine
MAX4108/MAX4109 im 8-Pin SO- und
µ MAX-Gehäuse erhältlich. Alle Bausteine
sind im erweiterten industriellen (-40°C bis
+85°C) Temperaturbereich erhältlich. Preis*
ab 7,22 DM.
(Kennziffer 11)
Die Videoverstärker MAX4112 und
MAX4113 erreichen durch ihre Stromrückkopplung sehr hohe Anstiegsraten und
Bandbreite. Der MAX4112, stabil bei
Schleifenverstärkung AVCL = 2V/V und mehr,
hat eine Anstiegsgeschwindigkeit von
1200V/µs sowie eine -3dB-Bandbreite von
500MHz bei AVCL = 2. Seine Großsignalbandbreite bei VOUT = 2Vp-p beträgt 300MHz.
Der MAX4113 hat eine -3dB-Bandbreite
von 275MHz und ist stabil für AVCL = 8 und
mehr. Seine Großsignalbandbreite bei VOUT
= 2Vp-p beträgt 250MHz und seine Anstiegsgeschwindigkeit 1800V/µs. Für beide
Bausteine wird ein differentieller Phasenund Verstärkungsfehler von 0,01°/0,01%
angegeben, und beide eignen sich gut für
Vierfach-SPST-Analogschalter mit 10Ω
Betriebswiderstand
Bei den Bausteinen MAX312/MAX313/
MAX314 handelt es sich um vierfache,
einpolige Schalter mit geringem RON (10Ω
max.), RON-Abweichungen von maximal 2Ω
über den angegebenen Signalbereich sowie
einen guten Abgleich zwischen den Kanälen
(1,5Ω max.). Der Schalter MAX312 hat
einen Öffner (NC) und der MAX313 einen
Schließer (NO), während der MAX314 zwei
Öffner und zwei Schließer besitzt.
Alle Bausteine arbeiten an Einfach- (4,5V
bis 30V) oder dualen (±4,5V bis ±20V)
Versorgungen, verarbeiten bis zur Versorgung reichende Signale, leiten in beiden
Richtungen gleich gut und weisen Leckströme von höchstens 2,5nA bei +85°C auf.
Sie sind pin-kompatibel mit den Bausteinen
DG411/DG412/DG413 und garantieren einen
ESD-Schutz von über 2000V nach Verfahren
3015.7 des Standards MIL-STD-883. Das
Übersprechen bei 20kHz liegt unter 96dB.
Hochleistungs-Impuls-, HF- und VideoAnwendungen.
Die OpAmps MAX4112/4113 sind im 8Pin SO-Gehäuse für den erweiterten industriellen (-40°C bis +85°C) Temperaturbereich
erhältlich. Preis* ab 3,63 DM.
(Kennziffer 12)
-
Die OpAmps MAX4106–MAX4109
bilden eine neue Serie von schnellen
Bausteinen mit Spannungsrückkopplung,
deren geringe Verzerrung und geringes
Rauschen bisher unerreicht sind. Sie arbeiten
an ±5V, liefern bis zu 90mA bei einer
Ausgangsaussteuerbarkeit von ±3,5V und
sind in 8-Pin SO-Gehäusen erhältlich.
500MHz-Videoverstärker
mit Stromrückkopplung,
5mA Stromverbrauch und
bis zu 80mA am Ausgang
Die Schalter MAX312/MAX313/
MAX314 sind im 16-Pin DIP- und im
schmalen SO-Gehäuse, in für den kommerziellen (0°C bis +70°C), den erweiterten
industriellen (-40°C bis +85°C) und den
militärischen (-55°C bis +125°C) Temperaturbereich erhältlich. Preis* ab 4,63 DM.
(Kennzifffer 13)
RON vs. SIGNAL INPUT VOLTAGE
30
25
V+ = 15V
V- = -15V
DG411
20
RON (Ω)
OpAmp-Serie mit geringem
Rauschen und äußerst
geringer Verzerrung
15
10
MAX312
5
0
-15 -10
-5
0
5
10
15
SIGNAL INPUT VOLTAGE (V)
* Angegebene Preise sind Richtpreise ab 1000 St., netto inkl. Fracht und Zoll.
20
DAC/Komparator Kombinations-ICs
Der MAX910 ist ein einfacher Hochgeschwindigkeits-DAC/
Komparator mit TTL-Ausgang und 8ns Durchlaufverzögerung
(Bild S1 (b)). Der MAX911, als ähnlicher Baustein, ist noch
schneller—er hat komplementäre ECL-Ausgänge und eine
Durchlaufverzögerung von 4ns.
Maxim bietet drei monolithische Bausteine an, die den
Schaltungsentwurf stark vereinfachen, indem sie die Funktionen
eines Komparators und eines DAC kombinieren. Jeder der
Bausteine eignet sich auch für viele andere Anwendungen.
Beim MAX516 handelt es sich beispielsweise um einen
Vierfach-Baustein, der sich für eine Reihe von Mehrkanalanwendungen im mittleren Geschwindigkeitsbereich (µsec)
eignet. (Bild S1 (a)).
+5V
(a)
VDD GND
22 6
19
3
MAX516
11–18
D7–D0
2
8
LOAD
DAC0
TH CTRL
11
12
C2
VEE 7
9
REFOUT
RA
RB
TH OUT
14 CMP IN23
8
LOAD
DAC3
C3
CMP
GND
COMP 3
AIN2
10k
18
21 20
AIN3
-5V
8
REF IN
CMP 17
OUT
13 CMP IN+
COMP 2
CONTROL
LOGIC
16
500k
COMP 1
LOAD
DAC2
500k
MAX910
C1
10
24
8
VCC
C0
8
8
6
VDD
D7–D0
1
A0 10
A1 9
WR 8
CS 7
DATA
BUS
VCC
COMP 0
LOAD
DAC1
+5V
(b)
REF AIN1 AIN0
4 5
19
GND
20
GND
15
THRESHOLD OUTPUT RANGE +2.54V TO +2.56V;
1LSB = 20mV
Bild S1. Zu den 8-Bit-DAC/Komparator-ICs von Maxim gehören der vierfache MAX516 (a), der TTL-kompatible, schnelle MAX910 (b) und der ECLkompatible MAX911 (nicht dargestellt).
Sukzessive Approximation/Wägeverfahren
Iterations-Registers (SAR = successive-approximation register)
Das Verfahren der Schrittweisen Annäherung läßt sich einfach
eines ADC-Bausteins oder einer Software-Routine impleam Beispiel einer Waage mit einem Satz binärer Gewichte
mentiert sein, die mit dem Prozessor, der den DAC/Komparatorerklären (eine Reihe von Gewichten, deren relative Werte 1, 2,
Schaltkreis steuert, arbeitet. Der in Tabelle S1 gezeigt
4, 8, 16 usw. betragen), die zur Ermittlung des Gewichts eines
“Pseudo-Code” stellt eine solche Routine dar. Für die meisten
Objekts benutzt wird. Um das unbekannte Gewicht auf die
Prozessoren kann diese Routine mit weniger als 20 Code-Zeilen
schnellste Weise festzustellen, versuchen Sie zuerst das Objekt
ausgeführt werden.
mit dem größten Gewicht auszuwiegen. Entsprechend der
Neigung der Waage entfernen Sie entweder
dieses Gewicht oder fügen Sie das nächstgrößere Tabelle S1. Pseudo-Code für Sukzessive Approximation
hinzu. Dieses Verfahren wird bis hinunter zum
Begin:
/Bemerkungen
kleinsten Gewicht fortgesetzt. Die genaueste
Mask = 80h
/Verändern des Gewichtswertes — hoch beginnen
Schätzung des Gewichts des Objekts ist die
Value = 80h
/Value = Ausgang (zu Beginn Mitte)
Summe der in der Waagschale verbliebenen
Loop:
Output DAC (Value)
/Derzeitges Value an DAC
Gewichte.
Bei ADCs entsprechen die Bits des internen
DACs dem Satz binärer Gewichte, und der
Komparator-Ausgang entspricht dem Zeiger der
Waage. Die Logik für die Durchführung des
Versuchsverfahrens kann entweder in Form des
Delay (settling time)
If input (comp. output) = high
Value = Value and not (mask)
Shift mask right:
Value = Value or mask
Loop until mask = 0
/Warten auf Einschwingen des DAC-Ausgangs
/Prüfen des Komparator-Ausgangsbits
/Maskierungs-Bit löschen
/Nächster Versuch
/Schleife, bis alle Bit-Gewichte versucht sind
End: Value enthält das Endergebnis.
5
100k
VDD
TP0606
18
REFOUT
33µF
13
REFIN
22
ROFS
0.1µF
RFB 21
2.048V
REFERENCE
2N7002
VDD
DAC
14 AGND
POWER-ON
RESET
SHUTDOWN
µP INTERFACE
15
8
9
11
10
16
10k
VOUT 20
17 REFGND
CLR
A0
A1
CS
WR
LDAC
VDD
VDD 23
12
DGND
VSS 19
MAX530
100
1
7
Q
8
MAX913
OUT
Q
LE
4
0.1µF
50pF
12-BIT DAC LATCH
CONTROL
LOGIC
NBL
INPUT
LATCH
NBM
INPUT
LATCH
NBH
INPUT
LATCH
VIN
0V to 2.048V
PERFORMANCE:
NOTE: FOR SERIAL INTERFACE USE MAX531
D0/D8
24
D1/D9
1
D2/D10
2
COMPARATOR RESPONSE TIME: 10ns
DAC SETTLING TIME: 25µs
SUPPLY CURRENT: ACTIVE, 6.5mA
SHUTDOWN, 50µA
OPERATING VOLTAGE RANGE: +4.5V to +5.5V
D3/D11 D4 D5 D6 D7
3 4 5 6 7
µP INTERFACE
Bild 5. Aufgrund der Stabilität des Komparators im linearen Bereich kann dieser schnelle 12-Bit-ADC-Digitizer langsamere Eingangsspannungen
ohne Oszillationen verarbeiten.
(ein 8-Bit-Wandler mit äußerst geringer Leistungsaufnahme).
Bei Nichtgebrauch wird selbstständig ab geschaltet und der
Leistungsverbrauch gesenkt.
Ein wichtiger Entwurfsparameter bei Komparatoren ist die
Hysterese. Die meisten Komparatorschaltungen haben interne
Hysterese, um Rauschen und Oszillationen zu eliminieren.
Hysterese sollte jedoch sparsam verwendet werden, denn sie
führt zu einer Veränderung des Schwellenwertes mit dem
Ausgangsstatus. Kann das System eine statusabhängige
Hysterese kompensieren, ist dieses Verhalten annehmbar;
ansonsten sollte Hysterese vermieden werden.
Anwendungen
Dieser Abschnitt stellt eine Reihe von Fällen vor, in denen die
Lösung mit DAC/Komparator Vorteile gegenüber der ADCLösung mit sich bringt. Die angegebenen Anwendungsschaltungen
sind weder ungewöhnlich noch esoterisch, sondern behandeln
übliche, häufig autretende Probleme.
Hat der zu verwendende Komparator eine Hysterese, die nicht
abgeschaltet werden kann, können Sie jegliche negativen
Auswirkungen eliminieren, indem Sie dafür sorgen, daß sich der
DAC-Ausgang der Komparatorschwelle immer aus der gleichen
Richtung annähert. Sie können dies leicht bewerkstelligen,
indem der DAC nach jedem Bit-Test auf Null gesetzt wird. Dem
Pseudo-Code-Listing am Ende dieses Artikels (siehe Tabelle S1
unter der Erläuterung Sukzessive Approximation) wird eine Zeile
hinzugefügt.
Betrachten Sie zuerst das Bedürfnis nach einer billigen Methode,
die an einer Versorgungsleitung auftretenden Spannungseinbrüche,
Überspannungen und Transienten festzustellen und aufzuzeichnen.
Das ideale Gerät wäre ein Netzteil, das Abnormalitäten in der
Versorgung feststellt und die Zeit des Auftretens eines jeden
Ereignisses in einem RAM ablegt. (Spannungseinbrüche und
Überspannungen können von Millisekunden bis zu Stunden
dauern; bei Transienten kann es sich um nur wenige Mikrosekunden handeln) Das Überwachungsgerät muß die Dauer von
totalen Spannungsausfällen aufzeichnen; es ist daher von einer
Batterie zu versorgen.
Eine weitere Möglichkeit ohne einzufügen Hysterese auszukommen besteht darin, eine leichte kapazitive Rückkopplung,
die eine Beschleunigung im linearen Übertragungsbereich des
Komparators hervorruft. Sie können auch ein Ausgangs-Flipflop
oder ein Register hinzufügen, um den Ausgangsstatus des
Komparators zu einem gegebenen Zeitpunkt zu erfassen.
Die herkömmliche Lösung dieses Problems besteht in einem
Mikrocontroller und einem A/D-Wandler. Während der Wandler
ständig die Versorgungsspannung abtastet, vergleicht der Regler
jeden Wert mit Grenzwerten, die in der Software gespeichert sind,
und legt alle außerhalb dieser Grenzen liegenden Werte im RAM
ab. Da das System in der Lage sein muß, Transienten zu erfassen,
die nur 10µs dauern, muß das Abtastintervall erheblich kürzer
sein—als sichere Schätzung maximal etwa 2,5µs. Der Controller
muß die Abtastwerte daher mit 1/2,5µs = 400ksps verarbeiten.
Moderne Komparatoren können Eingangssignale mit einer
begrenzten Anstiegsgeschwindigkeit besser verarbeiten. Maxims
neue Bausteine MAX913 und MAX912 sind in dieser Hinsicht
besonders wirksam, da sie in ihrem linearen Bereich wirklich
stabil sind. Bild 5 veranschaulicht die Leistungsfähigkeit des
MAX913 anhand einer schnellen, 12-Bit-Anwendung. Bild 6
zeigt ein weiteres Beispiel für eine DAC/Komparator-Schaltung
6
Komparator-ICs mit
Referenz, Open-Drain und
nur 4µA Leistungsaufnahme
Die Serie von Einfach-/Zweifach-/
Vierfach-Komparatoren mit Referenz
MAX971–MAX974 und MAX981–MAX984
bietet den geringsten Leistungsverbrauch auf
dem Markt: weniger als 4µ A über den
erweiterten Temperaturbereich (MAX971,
MAX972 und MAX981 an +5V-Versorgung). Alle Bausteine arbeiten an einfachen Versorgungen von 2,5V bis 11V oder
±1,25V bis ±5,5V. Die Eingangsspannungen
können von der negativen Versorgung bis zu
1,3V unterhalb der positiven Versorgung
reichen.
Alle Bausteine, außer dem MAX972,
enthalten 1,182V Bandgap-Referenzen:
MAX971/MAX973/MAX974 haben eine
±1%-Referenz, MAX981–MAX984 haben
eine ±2%-Referenz. Beim MAX983 (ausgelegt für Fenster-Detektor-Anwendungen)
und beim MAX971/MAX973/MAX981/
MAX982 können Sie eine Hysterese hinzufügen, ohne Rückkopplung oder komplizierte Gleichungen zu Hilfe nehmen zu
müssen. Die Hysterese wird einfach mittels
zwei externer Widerstände am HYSTEingang eingestellt. Die resultierende
Hysterese ist unabhängig von der Versorgungsspannung und ohne Auswirkungen
auf hochohmige Eingänge.
Open-Drain-Ausgänge ermöglichen eine
einfache ODER-Verknüpfung aller Kom-
275MHz-VierfachVideopuffer treiben 50Ωund 75Ω-Kabel
Der MAX496 und der MAX497 sind
Vierfach-Videopuffer in Schleifenkonfiguration, die zum direkten Treiben von mit
50Ω oder 75Ω abgeschlossenen Kabeln
optimiert sind. Der MAX496 hat eine feste
Verstärkung von 1V/V (0dB); diese liegt für
den MAX497 bei 2V/V (6dB). Der MAX496
besitzt eine Anstiegsgeschwindigkeit von
1550V/µ s und eine -3dB-Kleinsignalbandbreite von 375MHz, der MAX497 eine
8
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
4
AV =
MAX497
VS = ±5V, RL = 150Ω
+2
2
0
-2
AV =
+2
MAX496
VS = ±5V, RL = 150Ω
AV =
-4
-6
-8
Der MAX974 und der MAX984 sind im
16-Pin DIP- und im schmalen SO- Gehäuse,
alle anderen Bausteine im 8-Pin DIP-, SOund µ MAX-Gehäuse erhältlich. Die Bausteine der Serie MAX98x gibt es für den
kommerziellen und den erweiterten industriellen Temperaturbereich; die Serie MAX97x
wird auch für den militärischen Temperaturbereich angeboten.
(Kennziffer 8)
BAUSTEIN
MAX971 Einfach
INTERNE
REF.
1%
INTERNE
HYST.
ja
PREIS
DM*
2,48
MAX972 Zweifach
keine
nein
1,62
MAX973 Zweifach
1%
ja
3,23
MAX974 Vierfach
1%
nein
3,73
MAX981 Einfach
2%
ja
1,62
MAX982 Zweifach
2%
ja
2,09
MAX983 Zweifach
2%
ja
2,09
MAX984 Vierfach
2%
nein
2,17
Anstiegsgeschwindigkeit von 1450V/µs und
eine -3dB Kleinsignalbandbreite von
275MHz. Mit ihrer Schnelligkeit und ihren
geringen Differenzverstärkungs- und Phasenfehlern (0,01% und 0,01°) eignen sich diese
Puffer für zahlreiche Video-Anwendungen
(FBAS/RGB für z.B. Studiotechnik, Multimedia und medizinische Bildtechnik) sowie
allgemeine Anwendungen in der schnellen
Signalverarbeitung.
Die Puffer MAX496/497 arbeiten an
±5V und verbrauchen typisch nur 8mA pro
Kanal. Die Verstärkungskonstanz von
±0,1dB reicht bis zu 80MHz beim MAX496
und bis zu 120MHz beim
75Ω
MAX497. Die hohe Ge75Ω
schwindigkeit wird durch die
75Ω
niedrige Kanal-Eingangs75Ω
kapazität (2pF) erreicht; die
75Ω
Einschwingzeit der Puffer
75Ω
MAX496/497 auf 0,1%
75Ω
beträgt dadurch nur 14ns.
75Ω
97
X4
MA
6
paratoren. Der Source-Anschluß (GND) des
Ausgangstransistors ist für den Anwender
zugänglich. Damit können die Bausteine
MAX971/MAX974/MAX981/
MAX984 problemlos als Pegelwandler oder
als Wandler vom bipolaren auf massebezogenen Signalpegel eingesetzt werden.
Sind komplementäre Standard-CMOS-Ausgangsstufen gewünscht, steht folgende
ansonsten baugleiche Produktfamilie zur
Verfügung: MAX921–MAX924 (mit ±1%Referenz) und MAX931–MAX934 (mit
±2%-Referenz).
+2
AV =
350MHz-OpAmp mit
Spannungsrückkopplung
und 1300V/µs
Anstiegsgeschwindigkeit
Beim MAX477 handelt es sich um
einen schnellen OpAmp mit stabiler
Einheitsverstärkung, dessen StandardSpannungsrückkopplungs-Aufbau alle für
Mehrzweck-OpAmps üblichen VerstärkungsKonfigurationen ermöglicht. Über seine
spezielle Eingangsstufe können jedoch die
Vorteile der Stromrückkopplung (hohe
Anstiegsgeschwindigkeit und Großsignalbandreite) mit denen der Spannungsrückkopplung (geringe Eingangs-Offsetspannung,
geringer Eingangsruhestrom, geringes Stromund Spannungsrauschen und zwei hochohmige Eingänge) kombiniert werden.
Der MAX477 hat eine hohe Anstiegsgeschwindigkeit von 1300V/µ s und eignet
sich sehr gut zum Treiben von 50Ω- und
75Ω-Lasten. Bei Einheitsverstärkung hat er
eine Kleinsignal-Bandbreite von 350MHz
und eine Großsignalbandbreite von 170MHz.
Neben seiner hohen Geschwindigkeit
besitzt der MAX477 auch eine hohe Genauigkeit, womit er sich zur Anwendung im
Funkbereich und in High-DefinitionFernsehsystemen, in Videoschaltungs- und
Signalwegsteuerungs-Anwendungen sowie
als Vorverstärker für Flash-A/D-Wandler
eignet. Seine Genauigkeitswerte sind: 2µA
Eingangsruhestrom, 65dB Differenzverstärkung, 0,1dB Verstärkungskonstanz bis
100MHz, geringe differentielle Phasen/
Verstärkungsfehler von 0,01°/0,01% und eine
Spannungs-/Strom-Rauschdichte von 5nV/√Hz
bzw. 2pA/√Hz.
Der MAX477 ist im 8-Pin DIL-, SO- und
µ MAX-Gehäuse, in für den erweiterten
industriellen und den militärischen Temperaturbereich erhältlich. Preis* ab 4,46 DM.
(Kennziffer 9)
Zum weiteren Minimieren des Übersprechens
und Vereinfachen des Layouts des Bausteins
befinden sich die Eingänge nicht an benachbarten Pins.
Der MAX496 und der MAX497 sind im
kommerziellen Temperaturbereich und im
16-Pin Plastik-DIP- sowie im schmalen SOGehäuse erhältlich. Preis* ab 9,21 DM.
(Kennziffer 10)
+2
-10
0.1M
1M
10M
FREQUENCY (Hz, Log)
100M
1G
* Angegebene Preise sind Richtpreise ab 1000 St., netto inkl. Fracht und Zoll.
QUAD, +2 GAIN
19
36V
5
C2
220µF
VIN
0.3V
POWER TO
ENTIRE CIRCUIT
CIRCUIT
BIAS
10µA
µPOWER
SHUTDOWN
2.45V
ILIM
SHUT
0.04Ω
2.21V
REF
MAX724
ERROR
AMPLIFIER
PWM
CONTROLLER
2 VC
100kHz
OSC
L1
47µH
7230-09
VSW 4
GND
R5
30mΩ
0A TO 5A
D1
MBR745
(MOTOROLA)
R4
66.5
1%
C3
470µF
R6
66.5
1%
6
3
R1
2.7k
C1
0.1µF
A1
A2
Q2
Q1
3
IC3
2
REFOUT
ROFS
VOUT 24
DAC
4 AGND
18 CS
SIGN
COMP
MAX472
RFB 23
VREF
5
R2
VSS 1
R3
CLR 21
DAC LATCH
IC2
CONTROL
LOGIC
20 LDAC
MAX507
INPUT LATCH
DO . . D11
17
COMPLIANCE
50
DGND
5
12
DEVIATION FROM EXPECTED (mA)
19 WR
36V
OUT 8
12V
22
VDD
VCC 7
Bild 1. Diese programmierbare Stromquelle erzeugt 0A bis 5A mit
einer Auflösung von 12 Bit und einem Spannungsbereich
von 4V bis 30V.
ISOURCE = 1.5A
EJ22 DS6-1
1 FB
V
CURRENT-LIMIT
SHUTDOWN
IC1
40
30
20
10
0
0
5
10
15
20
25
30
35
OUTPUT VOLTAGE (V)
Bild 2. Bei einem programmierten Wert von 1,5A variiert der
Ausgangsstrom der Schaltung nach Bild 1 mit dem
Ausgangsspannungsbereich.
18
15pF
µP SERIAL
INTERFACE (SPI)
6
8
COMP
OUT
1000pF
1
2
12
11
DIN
3 SCLK
CS
REFAB
REFC
IN
MAX872
SUPERTEX
TP0606
2
GND
4
VDD
PERFORMANCE:
COMPARATOR RESPONSE TIME: 75ns
DAC SETTLING TIME: 35µs
SUPPLY CURRENT: ACTIVE, 1.6mA
SHUTDOWN, 30µA
OPERATING VOLTAGE RANGE: +2.7V to +5.5V
0.1µF
OUTA 8
DAC
LATCH
A
DAC A
DAC
LATCH
B
DAC B
DAC
LATCH
C
DAC C
0.05µF
2 DACs
AVAILABLE
VDD
16-BIT SHIFT REGISTER
CONTROL (8)
DATA (8)
OUTB 9
0.1µF
0.1µF
MAX941
2
OUTC 10
5
100pF
3
VDD
5
RESET
4
0.22µF
VSS
LOUT 14
LATCH
VDD
2.7V to 5.5V
VSS
7
4
6
MAX512
LE
7
SHDN
VIN > VDAC
OUTPUT
SHUTDOWN
CONTROL
GND
6
VIN
0V to 2.5V
0.22µF
Bild 6. Dieser 8-Bit-Wandker mit geringer Versorgungsspannung bietet gegenüber der ADC-Variante folgende Vorteile: niedrige Kosten, geringen
Leistungsverbrauch und Shutdown zwischen den Abtastungen.
angewendet wird, um Höchst- und Tiefstwerte der Versorgungsspannung zu erzeugen, die den momentanen Mittelwert
ausweisen.
Wenn die Software-Vergleiche effektiv codiert werden können
und der ADC keinen Eingriff des Prozessors erfordert, kann das
System mit nur zehn Anweisungen pro Sample auskommen. Die
Leistungsfähigkeit des Prozessors muß dann im Bereich von
4 MIPS liegen. Dies ist ein beträchtlicher Wert, der nicht ohne
weiteres mit dem Batteriebetrieb zu vereinbaren ist (Bild 1). Sie
könnten dann ein analoges Verfahren, das auf die Ableitung einer
transienten Eingangsgröße reagiert, anstatt diese abzutasten, in
Betracht ziehen, was jedoch unangebracht erscheint.
Nimmt man eine sehr konservative Routine von 1000
Anweisungen an, um dieses Iterationsverfahren und die anderen
notwendigen Funktionen auszuführen, so führt die CPU im
Durchschnitt bei T = 60s 17 Anweisungen pro Sekunde aus.
Daraus ergibt sich eine Verarbeitungsgeschwindigkeit von
0,00002 MIPS — sehr geeignet für Systeme mit geringer
Leistungsaufnahme, und weit unter den für die ADC-Lösung
geforderten 4 MIPS. Der Controller kann die meiste Zeit über
“ruhen”, und arbeitet nur, um einen abnormalen Zustand der
Versorgungsleitung zu verarbeiten, was weitere Leistungseinsparung erbringt. Durch Verlagerung des Spannungsvergleichs von der Software auf analoge Hardware reduziert die
Schaltung den Leistungsverbrauch, die Komplexität und die
Kosten.
Die Lösung mit DAC/Komparator bietet in diesem Fall mehrere
erhebliche Vorteile. Sie erfordert vier DACs und vier Komparatoren (oder nur einen MAX516), gefolgt von einem
vierfachen Set/Reset-Flipflop. Eine der DAC/Komparator/FFKombinationen überwacht hohe Transienten, eine niedrige
Transienten, eine ist für Spannungseinbrüche und eine für
Überspannungen bestimmt (Bild 2). Transiente Spannungen
werden direkt an die Komparatoren gelegt; die Eingänge der
Komparatoren für Spannungseinbrüche und Überspannungen
jedoch werden vorher gleichgerichtet und gefiltert, um den
Effektivwert der Versorgungsspannung zu erhalten. Die entsprechenden Effektivwert-Anpassungen können in der Software
vorgenommen werden.
Wartungsarme Fehlerermittlung und Diagnose
In Druckkopf- und Wagensteuerungen sowie vielen anderen
elektromechanischen Anwendungen werden kritische interne
Spannungen und Temperaturen überwacht, um zu ermitteln,
wann der Betriebsmodus zu verändern ist. In extremen Fällen
vermeidet diese Rückkopplung eine Selbstzerstörung, indem
völlig abgeschaltet wird. Die Regelung für einen Schrittmotor
muß beispielsweise die Gate-Spannung der Treiber-MOSFETs
nachstellen, wenn dies zum Vermeiden der beim linearen
Betrieb auftretenden hohen Leistungsverluste erforderlich ist.
Das System nimmt Abtastungen vor und setzt die Flipflops alle
T Sekunden zurück, wobei T die Zeitauflösung darstellt, die für
das Transientenprotokoll gefordert wird (angenommen 60
Sekunden). Die DACs für die hohen und niedrigen Transienten
werden auf die gewünschten hohen und niedrigen Schwellenwerte eingestellt. Die für die Spannungseinbrüche und
Überspannungen bestimmten DACs werden nach jedem TSekunden-Intervall nachgestellt, wobei ein iteratives Verfahren
Wiederum stellt ein ADC die herkömmliche Lösung für diese
Überwachungsprobleme dar (Bild 7a). Der Prozessor steuert
7
T
ADC
TEMP.
SENSOR
REF
µP
(a)
SHUTDOWN ACTION
T
TEMP.
SENSOR
Leitungsimpedanz hervorgerufene Echos fest. Bei einer
angenommenen Ausbreitungsgeschwindigkeit von 0,6c (6/10
der Lichtgeschwindigkeit) beträgt das Zeitintervall für die
Ausbreitung des ausgesendeten Impulses und dessen Reflexion
etwa 10,8ns/m. Damit ergibt sich aus einer Zeitauflösung des
Geräts von 10ns eine Auflösung der Entfernung der Fehlerstelle
von etwa 90cm.
µP PROCESSOR OVERHEAD
1. START CONVERSION
2. WAIT CONVERSION FINISH
3. INPUT A/D VALUE
4. SUBTRACT LIMIT VALUE
5. INPUT > LIMIT VALUE?
6. OUTPUT SHUTDOWN COMMAND
+
Das Verhältnis der Amplitude des empfangenen zu der des
gesendeten Impulses wird zur Berechnung des Reflexionskoeffizienten verwendet. Mit dem Reflexionskoeffizienten und
der Kabelimpedanz können Sie die Impedanz der Fehlerstelle
berechnen und damit Rückschlüsse auf die Fehlerart ziehen.
Koaxialkabel haben die Eigenschaft, den Impuls auf seinem
Rückweg zu dämpfen; die Software muß diesen Effekt durch
eine auf der Entfernungsmessung basierende Amplitudenkorrektur kompensieren.
µP PROCESSOR OVERHEAD
1. WRITE LIMIT VALUE TO DAC
–
DAC
µP
REF
(b)
SHUTDOWN ACTION
Bei dieser Anwendung müßte ein ADC alle 5ns wandeln
(200Msps). Solche ADCs sind zwar erhältlich, aber teuer, hoch
im Leistungsverbrauch und im allgemeinen nicht für tragbare
Geräte geeignet.
Bild 7. Im hier gezeigten Fall reduziert der Austausch eines ADC (a)
durch einen DAC (b) mit Komparator die Kosten, die
Antwortzeit und den Software-Aufwand.
den ADC so, daß dieser der Zeitkonstante des überwachten
Prozesses entsprechende periodische Messungen aufnimmt.
Dann skaliert er die resultierenden digitalen Werte und
vergleicht sie mit den in der Software gesetzten Grenzwerten.
Liegen sie außerhalb dieser Grenzwerte, kann der Prozessor
korrigierend eingreifen oder das System völlig abschalten.
Der analoge Teil eines TDR-Handgeräts (Bild 8) veranschaulicht die oben gegebenen Ausführungen. Der digitale Teil der
Schaltung wurde der Übersicht halber weggelassen. Obwohl
der Aufbau einfach ist und ohne exotische Bauelemente
auskommt, ist diese Schaltung äußerst leistungsfähig. Sie mißt
die Abschlußimpedanz zuverlässig mit einer Toleranz von 5%
für Kabellängen bis zu 150m. Bei Unterbrechungen oder
Kurzschlüssen mißt sie Entfernungen bis zu 600m. Und
schließlich kann das System, einschließlich der Anzeige und
der digitalen Schaltung, 20 Stunden lang an einer 9VBlockbatterie betrieben werden.
Als alternative Lösung bietet sich die DAC/KomparatorKombination an (Bild 7b). Der statische DAC-Ausgang setzt
einen Shutdown-Grenzwert bzw. einen Schwellenwert für den
Komparator. Wenn der Komparator infolge einer Temperaturänderung auslöst, sendet er ein Interrupt-Signal zum Prozessor,
der korrigierend eingreift. Falls erforderlich, kann der Prozessor
durch Starten einer Software-Iterationsroutine auch den
absoluten Wert der Temperatur ermitteln.
Der Komparator (IC3) in Bild 8 ermöglicht den Betrieb an einer
Einfachversorgung einer Schaltverzögerung von nur 10ns. Als
DAC (IC4) wurde ein Zweifachbaustein eingesetzt, wobei eine
Seite der Pulsamplitudenmessung dient und die andere die
LCD-Kontraststeuerung treibt (wie in Bild 3). Die DACs
werden rückwärts getrieben; die (normalerweise) Stromausgänge werden durch eine gepufferte Referenz getrieben, und
die (sonst) Referenzeingänge dienen als Spannungsausgänge,
wobei jeder durch einen externen OpAmp gepuffert wird.
Andererseits muß der Prozessor, um den ADC zu unterstützen,
diesen abtasten, den Abtastwert einlesen und ihn mit dem
Sollwert vergleichen, bevor er auf die Shutdown-Routine
übergehen kann. Somit spart die DAC/Komparator-Variante
nicht nur Kosten und verkürzt die Reaktionszeit, sondern
reduziert auch den Software-Aufwand.
Ein einfacher monostabiler Schaltkreis (nicht dargestellt) treibt
die Basis von Q1, der wiederum die positiven, 10ns dauernden
Impulse auf das Kabel gibt. Jegliche Reflexionen von der
Leitung werden über C3 auf den Komparator gekoppelt.
Zeitbereichs-Reflektometer
Schließlich führten die geringen Kosten und die geringe
Verlustleistung der DAC/Komparator-Kombinationen
(gegenüber ADCs) auch zu einem tragbaren ZeitbereichsReflektometer (TDR = time-domain reflectometer)—ein
Instrument, das Unregelmäßigkeiten in Kabeln feststellt und die
dazwischenliegende Übertragungslänge mißt. Durch die rasche
Verbreitung von Netzwerkverkabelungen sind tragbare, preiswerte TDRs sehr gefragt.
IC5 ist eine Bandgap-Referenz, deren 1,2V-Ausgang durch den
OpAmp IC2d gepuffert ist, um die Referenzspannung für die
dualen DACs in IC4 zu liefern. Diese Referenzspannung wird
außerdem durch den Verstärker IC2c mit Verstärkung 2 verdoppelt, um eine Spannung von 2,5V DC am nichtinvertierenden Eingang des Komparators bereitzustellen. Der DAC A
legt 0V bis 3,8V an den invertierenden Eingang des Komparators. Pegel von über 2,5V aktivieren die Erkennung
Ein TDR arbeitet ähnlich einem Radargerät; es gibt kurze
Impulse auf die Leitung und stellt durch Unterbrechungen,
Kurzschlüsse oder andere abrupte Unregelmäßigkeiten der
8
Programmierbare Stromquelle
liefert 0A bis 5A
Die variable Stromquelle nach Bild 1 erzeugt 0A bis 5A
mit einem Spannungsbereich von 4V bis 30V. Sie besitzt
zwei Vorteile: Durch den 12-Bit-D/A-Wandler (IC2) ist sie
digital programmierbar, und der Abwärtsschaltregler (IC1)
ist effektiver als eine gewöhnliche Stromquelle mit Längstransistor. Mögliche Anwendungen sind Batterieladung
und DC-Motorregelung.
5A. Bei einem gegebenen programmierten Wert variiert
der tatsächliche Ausgang etwas mit dem Lastwiderstand
und dem entsprechenden Spannungsbereich. Bei einen
Test mit 1,5A zeigte die Schaltung z. B. eine Abweichung
von etwa +15mA (von 1,5A) im Spannungsbereich von
10V bis 20V (Bild 2).
Sie können die Schaltung für andere Ausgangsstrombereiche (ISOURCE) konfigurieren, indem Sie R2 und R3
verändern:
IC3 ist ein Verstärker mit Strommeßwiderstand im Pluspfad, wie er üblicherweise in batteriebetriebenen Systemen
verwendet wird, um Lade- und Entladungsströme ohne
Spannungsabfälle in der Masseleitung zu bewerten. In
dieser Schaltung stellt IC3 den Ausgangsstrom als Spannungsabfall über R5 fest und erzeugt einen proportionalen
Signalstrom an OUT (Pin 8). Damit wird die Rückkopplungsspannung des Reglers (Pin 1 von IC1) vom DAC
gesetzt und durch die Stromrückkopplung von IC3, die über
die Parallelschaltung von R2 und R3 eingespeist wird,
modifiziert. Diese Stromrückkopplung wirkt jeder
Änderung des Laststroms infolge einer Änderung des Lastwiderstands entgegen.
2217[VFB(R2 + R3) - R3VDAC]
ISOURCE = ————————————— ,
R2R3
wobei VFB = 2,21V beträgt und VDAC zwischen 0V und
10V liegen kann.
Die Werte für R2 und R3 ergeben sich aus dem gewünschten Bereich für I SOURCE: V DAC = 10V für den
unteren Wert von ISOURCE und VDAC = 0V für den oberen
Wert von I SOURCE . Durch Substitution dieser beiden
Wertesätze in der Gleichung ergeben sich zwei neue
Gleichungen, die gleichzeitig für die R2- und die R3Werte zu lösen sind.
Der DAC erzeugt 0V bis 10V und einen Quellenstrom, der
sich umgekehrt mit dem Code verändert: FFFHEX (10V
von IC2) erzeugt 0mA und 000HEX (0V von IC2) erzeugt
(Kennziffer 7)
17
Schnittstellen-Chip für serielle
Datenübertragung liefert bipolare Spannung
~6.5V
Manche der heute auf dem Markt befindlichen Schnittstellen-ICs für serielle Datenübertragung arbeiten nicht nur
an niedrigen VCC-Spannungen (5V oder 3,3V), sondern
erzeugen auch bipolare Gleichspannungen (±6,5V bis
±10V), um die in der EIA/TIA-232 geforderten minimalen
Treiber-Ausgangsspannungen zur Verfügung zu stellen.
Wenn Sie vorsichtig vorgehen, können Sie brauchbare
Leistung von dieser Versorgung abzweigen, ohne den
Betrieb des IC zu beeinträchtigen.
Q1
TP0610L
LOAD
Q2
2N7000
0.68µF
0.33µF
15µH
2.7V
MMBD6050
0.33µF
3
26
25
5
6
13
14
15
8
9
10
11
12
7
4
Der Schaltregler des IC in Bild 1 arbeitet mit einer externen
Spule, zwei Dioden und zwei Kondensatoren, um ±6,5V zu
erzeugen. Die FETs Q1 und Q2 sorgen für das Starten der
Schaltung, indem sie die Last trennen, bis diese SchaltVersorgungsspannungen anliegen. Beachten Sie, daß Q1 ein
Logik-Bauelement sein muß.
Im Gegensatz zu ICs, die zur Erzeugung von Versorgungsspannungen bestimmt sind, ist bei einem Schnittstellen-IC
die Höhe des Stroms, den Sie von seiner intern erzeugten
Versorgung entnehmen können, im allgemeinen nicht
festgelegt. Der verfügbare Strom hängt fast ausschließlich
von den mit den Treiberausgängen verbundenen Lasten ab.
IC1 garantiert z. B., daß ein Leitungstreiber eine parallele
Kombination von 3kΩ und 1000pF mit 250kbps treiben
kann, während die beiden anderen die DC-Ausgänge über
3kΩ-Lasten aufrechterhalten. Über diese Bedingungen
können Sie die maximale Ausgangsstrom-Belastung des
Schaltkreises bestimmen; es ist aber nicht zu erwarten, daß
Sie während der Lieferung dieses Maximalstroms noch
weiteren Strom entnehmen können.
FORCEON VCC
FORCEOFF
TRAN
INVALID
T1IN
T2IN
T3IN
R1OUT
R2OUT
R3OUT
R4OUT
R5OUT
R5OUTB
EN
27
MMBD6050
2
1
V+
LN
IC1
MAX3212
LP
~-6.5V
16
V-
19
T1OUT
18
T2OUT
17
T3OUT
R1IN
R2IN
R3IN
R4IN
R5IN
24
23
22
21
20
Bild 1. Für Datenraten und Treiber-Ausgangslasten, die unter den
maximal zugelassenen liegen, können die Ausgänge V+ und
V- dieses seriellen Schnittstellen-IC bescheidene Ströme an
externe Schaltungen liefern.
Die 3kΩ-Last ist durch EIA-232 vorgegeben; die Datenrate
und Lastkapazität hängen jedoch von der jeweiligen
Anwendung ab. Bei geringeren Werten für diese Parameter
wird mehr Strom für externe Zwecke verfügbar. Ein
Fernüberwachungssystem kann beispielsweise mit
2400 Bits/s bei einer parallelen Last von 1000pF (20m Kabel
bei 50pF/m) arbeiten. Die DC-Belastung für drei Sender
beträgt 5mA, während die AC-Belastung für einen Sender
(72µA) bei dieser Anwendung mit geringer Datenrate so gut
wie vernachlässigbar ist. Für den verfügbaren Strom in
diesem Fall ergibt sich also 7,5mA - (5mA + 72µ A) =
2,428mA.
Zur Berechnung des maximal zur Verfügung stehenden
Ausgangsstroms werden die AC- und DC-Anteile überlagert:
Der Ausgangsstrom alterniert während die NRZ-Ausgangskurve überhalb des garantierten minimalen Ausgangspegels
(±5V) verläuft. Wird angenommen, daß der Ausgang eine
vollständige Datenperiode (4µs bei 250kbps) für den Anstieg
von -5V auf +5V benötigt, so berechnet sich der AC-Anteil
zu CLOAD(dv/dt) = 1000pF(10V/4µs) = 2,5mA. Für den DCAnteil ergibt sich nach dem Ohmschen Gesetz I = E/R =
5V/3kΩ = 1,67mA für einen Treiber; die drei Treiber
ergeben zusammen also eine DC-Last von 5mA. Werden die
AC- und die DC-Anteile addiert, ergibt sich ein
konservativer maximaler Wert von 2,5mA + 5mA = 7,5mA.
Diese obige Berechnung ist konservativ: Mit VCC = 2,7V und
einer Belastung von 3kΩ||1000pF für die drei Sender liefert
eine Schaltung, die gültige EIA-232-Pegel mit 2400bps
überträgt, tatsächlich 6,7mA an eine externe Last (noch mehr
für VCC = 3V und höher). Wie bereits erwähnt, befähigen Q1
und Q2 die Schaltung, unter diesen Bedingungen zu starten.
Wenn Sie die Treiberlasten trennen, so beträgt die maximale
externe Last, die einen Start zuläßt, 11,5mA. Werden Q1 und
Q2 entfernt, beträgt die Höchstlast nur 5,7mA.
(Kennziffer 6)
16
C2
0.05µF
R8
VCC
R1
Q1
2N4957
TRANSMIT PULSE INPUT
470
K1
RLY
R9
R6
1k
TERM RELAY DRIVE
R3
75
4
POSITIVE PULSE
OUTPUT
5
6
Q
Q
PR
IC1a
74AC74
13
D
CLK
VCC
2
MAX913
3
8
Q
1
D
IC2b
R11
3
CLK
14
13
12
11
10
9
8
7
12
11
9
8
10
IC2a
MAX479
VCC
DB0
DB1
DB2
DB3
DB4
DB5
DB6
DB7
RFBA
VRA
IC4
OUTA
MX7528
15
CS
6
A/D
16
WR
RFBB
VRB
OUTB
5
MAX479
MAX479
4
7
C4 1k
0.05µF
IC2d
VCC
220k
5
PR
R10
15k
12
REFERENCE x2
RCVR QUIESCENT
2
7
13
FLIP-FLOP RESET
1k
14
6
CL
CL
1k C6
0.1µF
8
IC1b
VCC
10 74AC74
Q
R7
MAX479
R12
4
9
R4
IC3
DELAY GENERATOR
INPUT
LCD CONTRAST
C3
0.05µF
R2
50
1
NEGATIVE PULSE
OUTPUT
IC2c
15k
TERMINATION
VCC
J1
TO
BNC
TRANSMISSION
LINE UNDER TEST,
50Ω OR 75Ω
LINE DRIVER
RELAY
DIGITAL
CIRCUITS
47
C1
0.05µF
R13
100k
R5
10k
3
1
11
COMP
TRESHOLD
2
IC5
D1
ICL8069
C5
0.05µF
3
4
BUFFERED
REFERENCE
2
19
18
20
8-BIT DUAL DAC
Bild 8. Diese Schaltung—der analoge Teil eines Zeitbereichs-Reflektometers—arbeitet mit DAC und Komparator anstelle eines ADC.
verbleibt, und lesen dann den DAC ab, um die Amplitude des
rückkehrenden Impulses zu messen. Beachten Sie, daß zwei
Flipflops erorderlich sind, um den Übergang des Komparators
für positive als auch negative Impulse zu erfassen. Dieser
Übergang ist steigend bei positiven und fallend bei negativen
Impulsen; würden beide auf ein einziges Flipflop gegeben,
würde die Pulsbreite zu einem unerwünschten Teil der Verzögerung werden.
positiver Impulse, und Pegel unter 2,5V stellen die Amplitude
negativer Impulse fest.
Jeder auf die Übertragungsleitung gegebene Impuls wird
gleichzeitig auf eine variable Verzögerungsleitung gegeben,
die aus einer Reihe durch einen Zähler gesteuerten 20nsVerzögerungselementen besteht. Dieser vom digitalen Teil
kommende verzögerte Impuls treibt die beiden D-Eingänge der
Flipflops IC1a und IC1b, die von den komplementären TTLAusgängen des Komparators getaktet werden. Damit stellen
Zeitmessungen sozusagen einen “Wettlauf” zwischen dem
rückkehrenden und dem durch die Verzögerungsleitung
laufenden Impuls dar: Wenn das D-Eingangssignal vor einer
Taktübertragung eintrifft, ist der Flipflop-Ausgang hoch;
ansonsten ist er Null.
(Kennziffer 1)
1. Edward Jordan, Reference Data for Engineers, 7. Auflage,
Howard Sams 1989.
2. Brian Kenner; John Wettroth, The Design of a TimeDomain Reflectometer, Computer Applications Journal Nr.
29, Okt./Nov. 1992.
Zum Messen stellen Sie den DAC-Ausgang auf einen
niedrigen absoluten Wert ein und passen die Verzögerung
iterativ an, bis der Flipflop-Ausgang auf Null verbleibt; dann
lesen Sie den Zähler ab. Auf gleiche Weise passen Sie den
DAC-Ausgang iterativ an, bis der Flipflop-Ausgang auf Null
3. Paul Horowitz; Winfield Hill, The Art of Electronics, 2.
Auflage, Cambridge University Press 1989.
9
Serieller PC-Port treibt 12-Bit-A/D-Wandler
Die Funktion der Schaltung nach Bild 1 wird üblicherweise
von einem Mikrocontroller ausgeführt—das Treiben eines
12-Bit-A/D-Wandlers (ADC) über einen seriellen PC-Port.
Der Leistungsverbrauch ist gering: Der Betriebsstrom von
2mA fällt im Shutdown-Modus auf nur 15µA ab.
IC3 ist ein 8-Pin DIP-Baustein, der einen 12-Bit-ADC, eine
Spannungsreferenz, eine Track/Hold-Schaltung, eine serielle
Schnittstelle und einen Taktgeber enthält; dazu kommt eine
digitale Dreidraht-Schnittstelle, bestehend aus Chip Select
(C S), Serial Clock (SCLK) und Data Out (DOUT). Die
Umwandlungen werden durch einen High-Low-Übergang an
C S eingeleitet und benötigen weniger als 8,5µs. Das Ende
der Umwandlung, angezeigt durch einen High-Pegel an
DOUT, legt das 12-Bit-Ergebnis im Ausgangs-Schieberegister des Wandlers ab. Der PC liest dieses Ergebnis durch
Takten von DTR, während DSR 12 mal abgetastet wird.
Als Schnittstelle zum PC wird anstelle der Sende/
Empfangsleitungen eines UART ein RS-232-Port verwendet.
Die Request-To-Send-Leitung (RTS) des Ports liefert das
Chip Select, und die Data-Terminal-Ready-Leitung (DTR)
liefert ein synchrones Taktsignal. Ein SchnittstellenSchaltkreis mit einfacher Versorgung (IC1) wandelt diese
Signale von RS-232-Pegeln auf CMOS-Logikpegel um (und
invertiert sie dabei). Die Wandelergebnisdaten liegen an der
Data-Set-Ready-Leitung (DSR) an.
D1
1N4148
BT1
9V
8
C1
35µF
VOUT
MAX666 SNS
R4
100k
C2
0.1µF
IC2
VIN
3
5
Q1
VN10K
VSET
LBI
LBO
SHDN
Der MAX220 als sparsamere Version des mit 10mA etwas
anspruchsvolleeren MAX232 vebraucht nur 0,5mA. Sollte
der Leistungsverbrauch kein Problem darstellen, sind beide
Bausteine zur Pegelumwandlung der SCLK-, DOUT- und
CS-Signale des Wandlers auf RS-232-Pegel geeignet. Die
Versorgung wird von einer 9V-Batterie über den Linearregler IC2 bereitgestellt, dessen Ausgangsbelastbarkeit
40mA beträgt. Diese Schaltung benötigt nur 2mA; es ist
damit noch die Versorgung eines externen Sensors oder
Verstärkers möglich.
1
2
6
7
GND
Befindet sich DTR auf High-Pegel, schaltet Q1 ein und die
Schaltung arbeitet normal. Das Aufladen von C3 gestattet
Q1, während der kurzen negativen Taktimpulse des DTRSignals eingeschaltet zu bleiben. Geht DTR für länger als
100ms auf Low, wird C3 entladen und schaltet Q1 ab,
wodurch IC2 in den Shutdown-Modus geht. In diesem
Zustand entspricht der Versorgungsstrom der gesamten
Schaltung maximal dem des von IC2—15µA mit 5µA als
typischem Wert.
4
R2
100k
R1
1M
R3
10k
C3
0.1µF
D2
1N4148
16
C7
10µF
2
4
D8–D9
CONN
DTR
TO PC
SERIAL
PORT
DSR
RTS
GND
C5
10µF
5
VCC
V+
V-
C2+
C1+
IC1
MAX220
C2-
C1-
13
4
R1IN
14
6
7
8
5
7
1
3
C6
10µF
C4
10µF
T1OUT
VDD
12
8
11
6
9
7
T1IN
R2OUT
T2OUT
T2IN
10
C9
4.7µF
1
R1OUT
R2IN
N.C.
6
SCLK
IC3 SHDN
DOUT MAX187 AIN
CS
REF
GND
5
N.C.
GND
15
3
R5
10k
2
4
C8
4.7µF
C10
0.1µF
INPUT
VOLTAGE
0V to 4.096V
C11
0.1µF
Bild 1. Diese Mikropower-Schaltung aktiviert die serielle RS-232-Schnittstelle eines PC zur Steuerung eines 12-Bit-A/D-Wandlers (IC3).
10
Spartransformator-Regler
invertiert 12V auf -12V
Der in Bild 1 gezeigte DC/DC-Regler mit internem SchaltMOSFET invertiert 12V, um einen Ausgang von 200mA
an -12V zu erzeugen. Bei dem IC handelt es sich um einen
Baustein mit hohem Wirkungsgrad, dessen geringer
Ruhestrom (max. 120µ A) durch einen CMOS-Prozeß
erreicht wird, das die absolute Höchstspannung auf 21V
begrenzt (Eingang zu Ausgang). Daher muß der IC, um
eine Spannung von 24V über seinen Anschlüssen zu
vermeiden von der Spulen-Rückspannung isoliert werden.
Dies erfordert entweder einen Aufbau mit externem
Schalter in einer Nicht-Bootstrap-Konfiguration oder eine
Konfiguration mit internen Schalter als Sperrwandler.
+12V
C1
68µF
(OS-CON)
7, 6
ON/OFF
3
V+
SHDN
REF
4
IC1
C2
0.1µF
R1
15k
MAX764
FB
R2
2
120k
4
Der Spartransformator T1 (eine Spule mit Mittenanzapfung
mit einem Windungsverhältnis von 1:1) ermöglicht eine
alternative Schaltung. In der dargestellten Schaltung wird
LX auf 1/2VOUT plus einem Dioden-Spannungsabfall, d. h.
etwa -6V, zurückgeführt. V+ verbleibt bei 12V und erzeugt
maximal 18V über V+ und LX, was sicher innerhalb der
21V-Begrenzung liegt.
LX
Da IC1 das Gate seines internen MOSFET mit der Spannung über V+ und OUT ansteuert, können Sie normalerweise OUT mit VOUT verbinden, um für eine ausreichende
Gate-Ansteuerung zu sorgen (typisch invertiert der
Schaltkreis 5V auf -5V). In dieser Schaltung erzeugt der
12V-Eingang eine ausreichende Gate-Ansteuerung, daher
ist OUT mit Masse verbunden.
GND
OUT
5
1
3
8
1
D1
1N5817
-12V @
200mA
C3
68µF
(OS-CON)
T1
CTX50-4
(COILTRONICS)
2
Bild 1. Der Spartransformator T1 begrenzt die Spannung über IC1
und ermöglicht so die Anwendung eines Schaltkreises mit
hohem Wirkungsgrad (mit absoluter Höchstspannung von
21V) in diesem invertierenden DC/DC-Regler.
(Kennziffer 5)
15
INPUT
4.75V
TO 5.5V
C1
220µF
(OS-CON)
0.1µF
D1
V+
VL
SKIP
BST
Q1
DH
C3
0.1µF
LX
ON/OFF
SHDN
IC1
MAX797
4.7µF
Q2
DL
L1
4.7µH
R1
20mΩ
0.75V OUTPUT
AT 3A
C2
2 x 220µF
(OS-CON)
D2
1N5820
PGND
CSH
SS
C6
0.01µF
CSL
R6
49.9k
FB
C7
330pF
SYNC
R5
150k
R7
124k
REF
R3
232k
1%
GND
C5
0.33µF
R4
100k
1%
TO
VL
IC2
MAX495
REMOTE SENSE LINE
Q1 = Q2 = Si9410DY
Bild 1. Durch Modifikation einer herkömmlichen Abwärtsreglerschaltung ergibt sich eine Stromquelle und -senke mit 0,75V/3A, die als
Abschlußversorgung schneller Datenbusse eingesetzt werden kann.
14
INVERTED
12-BITS
DTR
100ms
VCC
START
RTS
INVERTED CS
WAKE/WAIT
CONVERT
CLOCK RESULT
DTR LOW
(100ms)
SLEEP
Bild 2. Zeitkennlinien für Bild 1.
stellt dann wieder den Ruhezustand der Schaltung her. Sie
können das Verfahren dann durch Betätigen von “Q”
verlassen oder durch Drücken irgendeiner Taste eine neue
Umwandlung starten. Die Software läßt sich für andere
Anwendungen leicht modifizieren.
Die Schaltung wird durch eine einfache C-Routine vom PC
gesteuert (fordern Sie das EJ22-Listing bei Maxim an).
Der Code steuert DTR hoch, um den Wandler zu aktivieren, beginnt darauf mit der Umwandlung, wartet auf das
Ende der Wandlung, gibt die Daten aus, zeigt diese an und
(Kennziffer 2)
11
PFM-Regelung verbessert Aufwärtswandler
mit dualem Ausgang
Mit einer aus diskreten Bauelementen gebildeten externen
Ladungspumpe erzeugt der PFM-gesteuerte DC/DCWandler nach Bild 1 zwei Ausgänge mit guter Ausgangsgenauigkeit und hohem Wirkungsgrad. Die Schaltung
akzeptiert Eingangsspannungen von 2V bis 12V (typisch
5V) und verfügt über ±12V -Ausgänge mit 0mA bis
100mA (Bild 2). Der Wirkungsgrad liegt im Bereich von
80% bis 90%.
VIN
2V TO 12V
C1
33µF
1
2
3
4
L1
18µH
(SUMIDA CD54-180)
LBO
LBI
IC1
V+
MAX761 LX
FB
GND
SHDN
REF
8
D2
1N5817
7
6
C3
10µF
5
C4
D3 33µF
1N5817
D1
1N5817
C2
0.1µF
IC1 regelt die 12V über seinen Anschluß V+; der -12VAusgang wird jedoch nicht direkt geregelt. Änderungen des
-12V-Laststroms werden aber über den “fliegenden Kondensator” C3 eingekoppelt, wo sie die Schaltfrequenz
genau so beeinflussen, wie dies 12V-Belastungsänderungen
tun—durch strombegrenzte Pulsfrequenzmodulation mit
minimaler Sperrzeit des internen MOSFET-Schalters. Die
resultierende Pseudo-Regelung zeigt beeindruckende
Ergebnisse: Eine Belastungsänderung von 10mA auf
100mA an einem der Ausgänge führt zu einer Änderung am
negativen Ausgang von nur 4% (von -11,36V auf -10,96V).
+12V @
100mA
-12V @
100mA
C5
10µF
Bild 1. Eine externe Ladungspumpe (C3, C5, D1 und D3) aktiviert
diesen DC/DC-Aufwärtswandler zum Erzeugen von dualen
±12V-Ausgängen.
MAX761 ±12V APPLICATION
EJ22 DS2-2
14.0
VOUT (V) ON -12V SIDE
13.5
(Kennziffer 3)
13.0
-12V UNLOADED
12.5
12.0
-12V LOADED
(UP TO 100mA)
11.5
11.0
10.5
10.0
0
20
40
60
80
100
120
LOAD (mA) ON +12V SIDE
Bild 2. “Pseudo-Regelung” stabilisiert den -12V-Ausgang in Bild 1.
12
Synchroner Abwärtsregler schließt
Hochgeschwindigkeits-Datenbusse ab
die Umkehrung des Spulenstroms verhindert, und zusätzlich
einen Logikeingang (SKIP), über den die Begrenzung deaktiviert werden kann.
Aus den Beschränkungen der heutigen 5V- und 3,3VCMOS-Busse folgt die rasche Entwicklung schneller
Busse mit geringer Versorgungsspannung für die kommenden Computer-Generationen. Diese neuen Busse—z.
B. Futurebus, RAMBUS und GTL (Gunning Transceiver
Logic)—erfordern geringe Versorgungsspannungen, um
den Signalspannungsausschlag zu reduzieren. Andere, wie
z. B. HSTL und CTT (Center Terminated Transceiver),
sind auch mittig abgeschlossen und benötigen daher eine
Versorgungsquelle, die sowohl als Stromquelle als auch als
Senke arbeiten kann.
In rauschempfindlichen drahtlosen Anwendungen wird mit
SKIP auf logisch High der Spulenstrom kontinuierlich.
Damit wird das ansonsten mit einem diskontinuierlichem
Spulenstrom verbundene Schwingen vermieden. Wenn
SKIP auf High gesetzt wird, kann in dieser Schaltung der
Strom vom Schaltungsausgang zurück zur Spule und über
den synchronen Schalter nach Masse fließen.
Das andere Problem—das Regeln eines unter der BandgapSchwelle von 1,25V liegenden Ausgangspegels—wird
dadurch gelöst, daß die Referenzspannung geteilt und auf
einen externen Integrationsverstärker (IC2) gegeben wird.
Wird zu dieser reduzierten Referenz ein direkt gekoppeltes
Rückkopplungssignal addiert, ergibt dies eine hervorragende Transientenantwort und erzeugt ein integriertes
Rückkopplungssignal, das direkt auf den schnellen PFMHauptkomparator des IC gegeben werden kann.
Die Abschluß-Versorgung für einen HSTL- oder CTT-Bus
muß einen Ausgang von etwa 0,75V erzeugen und fähig
sein, Strom in eine Reihe von 50Ω-Abschlußwiderständen
abzugeben oder aufzunehmen. Der Entwurf solcher Versorgungen verursacht aus zwei Gründen Kopfschmerzen.
Erstens erschwert der für einen Emitterfolger-Paßelement
in einem Linearregler gegebene Spannungsabfall die
Stromaufnahme bei solch einer geringen Spannung.
Zweitens liegt 0,75V unter den üblichen 1,25V, die von
Bandgap-Schaltungen in den meisten linearen und SchaltStromversorgungs-ICs erzeugt werden.
Der durch den Ausgang aufgenommene Strom fließt nicht
direkt zur Masse, wie dies in einer Abschlußversorgung mit
Linearregler der Fall wäre. Stattdessen arbeitet die Abwärtsregeler in der Gegenrichtung und wird zum Aufwärtsregler, der einen Nettostromfluß in die 5V-Versorgung
erzeugt. In den meisten Systemen wird dieser Strom durch
die zahlreichen anderen 5V-Lasten aufgenommen.
Der synchrone Abwärtsregler mit hohem Wirkungsgrad
nach Bild 1 vermeidet beide dieser Probleme. Die Stromsenke mit geringer Spannung wird durch die Verwendung
eines synchronen Schalters (Q2) und durch Umkehren des
Spulenstroms realisiert. IC1 enthält (wie die meisten
Abwärtsregler-ICs) eine Strombegrenzungsschaltung, die
(Kennziffer 4)
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