Present_lec11_Spread Spectrum

Spread Spectrum Techniques
© Roland Küng, 2013
Modulation und Bandbreite
•
Bei allen bisher betrachteten Diskussion über Modulationen haben wir uns
auf den sparsamen Umgang mit Bandbreite konzentriert
– Das Ziel war maximale Datenrate bei minimaler Bandbreite
– Hohe spektrale Effizienz bei geringem Leistungsbedarf
•
Bei der Spread Spectrum Technik ist das Ziel die Bandbreite des
Sendesignals massiv zu erhöhen
– Wir werden sehen, dass dieser neue Denkansatz neue Vorteile bringt
– Wichtige Anwendungen wie GPS, Bluetooth und CDMA Mobile Phone es nutzen
„Unterschied Bandbreite “
Zufall
Harmonie
2
Eine schöne Technik Geschichte
• Jamming radio controlled torpedos by the enemy was a discussed
problem during WWII.
• The reason was clear: It is a narrowband signal
• In 1942 Hedy Lamarr and pianist
George Antheil patented a “Secret
Communication System”
• Their scheme was for a
frequency hopping
remote control for
torpedo guidance.
• It was not taken serious by US Navy
• Instead she raised money for the war
by selling kisses for 50’000$ a smack
Hedy Lamarr
Actress and co-inventor of frequency hopping spread spectrum
3
First spread-spectrum patent
Antrieb
LO
LO
Switched C-Bank für VCO
Piano Lochkarte
Synchron laufende Lochkarte
Sender
Empfänger
4
1942 Patent for frequency-hopping
“Secret Communications System”
By changing the transmitter frequencies in
a “random” pattern, the torpedo control
signal could not be jammed.
Lamarr proposed using 88 frequencies
sequenced for control.
2011:
Bluetooth 2.4 GHz
uses 79 frequencies
Tonfolge zur Steuerung
von Torpedos
5
Grundidee Spread Spectrum
• Ein Schmalbandsignal wird auf eine grosse Bandbreite gespreizt.
• Sounds stupid…
• 1. Grund: Schutz gegen Schmalbandstörer (Militär).
• 2. Grund: Schutz gegen frequenz-selektives Fading (Mobilfunk)
code
Zwei Verfahren:
DS
• Direct Sequence
DS
• Frequency Hopping FH
FH
6
Spread Spectrum (DS & FH)
„das Spektrum spreizen“
„durchs Spektrum hüpfen“
Beide benötigen Zufallsfolgen: Pseudo Noise Sequenzen (PN)
7
PN- Sequenzen
•
•
Schieberegister mit Rückkopplung verwenden
Durch Vorgabe eines Anfangszustandes (seed value), kann für jede
Rückkopplungsfunktion die ganze Sequenz bestimmt werden
XOR Funktion mit dem Q1 und Q2 Inhalt
CLK
D0
Q0
Q1
Q2
1
1
0
0
1
2
0
1
0
0
3
1
0
1
0
4
1
1
0
1
5
1
1
1
0
6
0
1
1
1
7
0
0
1
1
1
1
0
0
1
2
0
1
0
0
Bits werden mit jedem
Takt nach rechts geschoben
8
PN- Sequenzen
•
•
Wahl: Ausgang sei das letzte Register
Die binären Elemente nennt man Chip, deren Takt die Chiprate
CLK
1
2
3
4
5
6
7
1
2
D0
1
0
1
1
1
0
0
1
0
Q0
0
1
0
1
1
1
0
0
1
Q1
0
0
1
0
1
1
1
0
0
Q2
1
0
0
1
0
1
1
1
0
Rückführungspolynom: (3,2)
2
3
Code out
PN-Sequenz Ausgang: 1 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 . . .
Die Sequence Länge beträgt m =7
9
Eigenschaften: AKF/Spektrum
TC = 1/RC
Chipdauer TC
Chiprate RC
Sequenzdauer TS
Sequenzrate RS
m=7
TS
Periodische
Autokorrelationsfunktion AKF
TS
TS
R( τ) = ∫ f ( t + τ)f ( t )dt
0
DC
1/TC 2/TC
sin(x)/x
|S|
Zoom in:
Linienspektrum mit
df = 1/TS =1/mTC
Spektrum
(Praktikum 7)
f
10
m-Sequenzen
•
•
Einige Rückkopplungen führen zu maximal langen und statistisch best
ausgewogenen Folgen mit allen n-Bit Zahlen ausser n Nullen
Man nennt diese Sequenzen m-Sequenzen
Sequenzlänge:
m = 2n − 1
Annähernd
• DC-frei
• ideale AKF:
1 bei Verschiebung 0
-1/m sonst
Einfache Erzeugung
Number of
Shift
Registers (n)
Sequence
Length
XOR inputs
3
7
2, 3
4
15
3, 4
7
127
6, 7
8
255
4, 5, 6, 8
10
1,023
7, 10
16
65,535
4, 13, 15, 16
32
4,294,967,295
10, 30, 31, 32
11
Noch mehr Codes
Wozu? Möglichst viele Sequenzen mit guten KKF Eigenschaften gesucht
Dies erlaubt mehreren Usern dieselbe Bandbreite zu benutzen
KKF = Kreuzkorrelationsfunktion
von User f(t) und User g(t) sollte
möglichst kleine Werte ergeben:
TS
R( τ) = ∫ f ( t + τ)g( t )dt
0
Gold Codes: Generierung aus zwei m-Sequenzen gleicher Länge aber
verschiedene Rückführungs-Polynome und Seed Values.
Länge m bleibt bestehen, AKF weniger ideal.
12
GPS als Beispiel
Gold Codes mit m = 1023, Chiptakt = 1.023 MHz
First launch 1978 !
Sat 31
Programmierbare Abgriffe: 3 & 8 PRN31
13
Despreading = Korrelation
AKF:
Beispiel
TS
R( τ) = ∫ x( t + τ)x( t )dt
0
x(t)
AKF
p(t)=x(t+τ)
GPS
Gold Code
m =1023 Chip
• Im Empfänger wird die Zufallsfolge neutralisiert, wenn man Takt-synchron
korreliert und p(t) = x(t) ist. Dies nennt man Despreading.
• Dies ist das Matched Filter für das „Symbol“ PN-Code und somit optimal.
• Es entsteht eine Dauer Eins am Ausgang (bzw. bei Modulation die Daten).
14
Spreading Vorgang mit Daten
RB
RC
Typisch Wahl:
1 ganze PN Code Periode pro Bit
RS = RB
15
Spreading Vorgang Spektrum
Schaltung:
RS = RB
s(t)
RC
Processing Gain:
Spektren:
BPSK-Signal
S(f)
(Power Density)
Narrowband
Gp =
BDSSS
R
= C =m
BNARROW RB
2
10·log(m)
DSSS-Signal
Ohne Spread Null-zu-Null
Bandbreiten:
1  sin( πfTC ) 
~ 

m  πfTC 
GP =
broadband
 Mit Spread
f
B = 2 RS
DSSS-Signal für Sequenzlänge m B = m·2·RS = 2RC
16
Despreading Vorgang
Austauschbar
MF Symbol & Decision
s(t)
Despreaded
Symbol
S(f)
BPSK Signal
mit Rate RS
despread
DSSS Signal
mit Rate RC
Option MF:
Tiefpass Filter Beq =RS/2
z.B. RBW Spec.Analyzer
Benötigt präzise
Zeit-Synchronisation
zum Sender !
Gp = 10·log(m)
GP =
BDSSS
R
= C =m
BNARROW RB
f
MFBit: B = RS
MFchip: B = m·RS = RC
17
Warum kann man das GPS Signal
am SA nicht sehen am Navi aber schon?
Typ. GPS RX Power: -120 dBm, Gp =10·log(m) = 30 dB
Ideal SA: sinx/x Peak Level im Spektrum: -150 dBm
Resolution Bandwidth SA RBW = 1 kHz
Noise kT·F·B: -174 dBm/Hz + 4 + 30 = -140 dBm
SNR Receiver Eingang: -10 dB
Note: SA typ. -144 dBm/Hz
schmalere Filter nützen nichts
Navi: Nach Korrelation: -120 dBm in Bandbreite B ≈ 1 kHz
Noise kT·F·B: -174 dBm/Hz + 4 + 30 = -140 dBm
SNR Korrelatorausgang: +20 dB
Anders formuliert im Zeitbereich nach Korrelator:
Korrelation addiert die einzelnen Chip Spannungen kohärent
+6 dB pro Verdoppelung der Anzahl Chips
Korrelation addiert das Rauschen nicht-kohärent, also Leistung
nur +3 dB pro Verdoppelung der Anzahl Chips
S/N Gewinn von 3 dB pro Verdoppelung der Anzahl Chips
18
Warum kann man das GPS Signal
vor der Korrelation nicht sehen?
Signal Strength {dBm]
-60
BT/WiFi
-70 dBm
-80
GSM
-102 dBm
• Typ. receive level -120 dBm
• 1023 chip sequence with 1.023 Mchip/s (2·Beq ≈ 1 MHz)
• m-Sequence assumed: 10·log(m) = 30 dB
• DSSS spectral peak: -150 dBm
• Density floor -174 dBm/Hz
• Noise level for 1 MHz bandwidth and NF = 4 dB: -114 dBm
• SNR before despread: - 10dB
• Despreading and averaging over 1ms (2·Beq = 1 kHz)
• Signal spectral peak: -120 dBm
• Noise level: -140 dBm
• SNR after despread: + 20 dB
-100
Internal Receiver Noise Levels
-110 dBm/1MHz
-120 dBm
-120
Demodulated Signal
GPS
-130 dBm
Gp=10 log m
-140
-150 dBm
GPS Signal
-140 dBm/1kHz
(-120 dBm)
1575.42 MHz ± 1 MHz
kunr 2014
Frequency [Hz]
19
Synchronisation DS: Korrelator
Akquisitionszeit
Tacq = i⋅m2⋅h⋅Tc
hT c
∫
0
i : Inverse der Chip Auflösung
h: Anteil der Gesamtkorrelation
m: Sequenzlänge
Tc: Chiptakt
Search Control stellt jede Phasenlage
des PN-Codes relative zum Sender ein,
auch in Bruchteilen von Chips
Note: typ. Werte sind h = m, i = 4
20
Tracking: Delay Locked Loop
½ Chip DLL
Despreading Correlator Output
+ PLL Know-how, analog Regler
- Stabilität und Geschwindigkeit bei Mehrweg
21
DSP Synchronisation DS:
Matched Filter
Tacq = m⋅Tc
m : Sequenzlänge
Tc: Chiptakt
i: Inverse der Chip Auflösung
Code Hi :
Abtastrate:
Filterlänge:
bipolare Werte der PN-Sequenz
i Sample pro Chip = i/Tc
k = i⋅m
+ Schnelle Antwort, keine echten Multiplikationen (Code ±1)
- Alle k Empfangssignal Samples sind abzuspeichern
22
DSP Synchronisation DS:
Parallele Korrelation
• Mehrere Verschiebungen der PN-Sequenz parallel vorhanden (1/i Chip Auflösung)
• Receive Signal wird direkt Chip-weise verarbeitet
Tacq = i·m2⋅h·Tc /L
hT
∫
L = 2Nc= 2m
i=2
c
0
hT
∫
c
0
hT
∫
h: Anteil der Gesamtkorrelation
m: Sequenzlänge
Tc: Chiptakt
i: Inverse der Chipauflösung
L: Anzahl Korrelatoren
c
0
hT
∫
c
0
+ Schnelle Antwort, analog (∫&D) realisierbar
- Aufwand, alle Korrelationssummen abspeichern
Praxis:
Teil-parallel
GPS Empfänger
48 Korrelatoren parallel
23
Mehr-armiger Korrelator:
Acquisition -Tracking - Demodulation
AKF liefert die
Kanal Impuls Antwort
……
Multipath
Step1 Acquisition: AKF bilden zwecks Synchronisation
Step2 Tracking/ Demodulation: Arme auf Mehrwegsignale setzen
24
The RAKE Receiver
• Ziel: Optimale Rückgewinnung der Energie aller Pfade anstatt Fading
RAKE RX with L=8 Arms
Spread
Spectrum
Signal
T1
Demodulator
T1
Narrowband
Transmitter
PN Code
T
8
Demodulator
Data
Signal
Proc.
and
Scanner
T
8
PN Code
T - control
i
Microcellular Direct-Sequence Spread-Spectrum Radio System Using N-Path RAKE Receiver
IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS NO. 5. JUNE 1990
Authors: Kueng, Grob, Zollinger, Welti, Kaufmann, Switzerland
Also described in Patent EP0361299
25
The RAKE Receiver
Change in Multipath
1 bit
time
Signale der Mehrwegausbreitung werden nach Laufzeit aufgelöst (Korrelation)
Jeder wesentliche Pfad wird einzeln demoduliert (RAKE)
Multipath Changes werden nachgeführt
kaum Fading, die ganze Energie kann genutzt werden!
Preis: Bandbreite >> Nutzsignal-Bandbreite: Tc << Delay Spread στ
26
The RAKE Receiver
Acquisition - Tracking
Position Estimation for Tracking
Energy [dB]
steps of acquisition
window with maximum energy
......
Delay [us]
Alle L Arme führen Suche über Codelänge einmal durch (Acquisition)
K Arme positioniert im max. Energiebereich demodulieren (Despread)
27
L-K Arme suchen und positionieren Window laufend neu (Tracking)
Radio Channel Propagation Effects
Example Multipath Combining (L=8)
Demodulators 1..4
Channel Impulse Response
I - axis
Manuell aus DIGSST Dir starten, Menü M mit Messungen Balzers
delay [chips]
28
MIMO Multiple Input Multiple Output
nTx x nRx räumliche Kanäle
Falls stabile Mehrweg Situation mit unabhängigen Pfaden existiert:
• Mehrere Sendeantennen und Empfangsantennen einsetzen
• Datenströme parallel auf gleicher Frequenz zur gleichen Zeit senden
• Empfänger misst Stossantworten und kann Signal-Wirrwar zerlegen (NTM2)
Applikationen: WLAN IEEE 802.11n, WiMax IEEE 802.16
29
Störfestigkeit von DS
BB
BC
Der Träger wird beim korrelieren im Empfänger gespreizt
Prozess analog wie bei den Bits im Sender (DC-Träger)
Das gespreizte DSSS Signal wird phasen-richtig aufsummiert (Rekonstruktion)
S/J verbessert sich um den Processing Gain Gp
Gp = 10·log m = 10·log RC/RB
Note: S/J = Signal to Jamming
30
DS Signal aus dem Rauschen
*
*
Noise wird im Korrelator nicht-kohärent addiert, DS Signal kohärent
Gp = 10·log m, Signal erscheint aus dem Rauschen gezaubert.
DS hat aber gegen Noise im Kanal keinen Vorteil gegenüber Schmalband
31
3G: Air Interface W-CDMA
UMTS: Wideband CDMA, Overview
•
DS-CDMA, 5 MHz Carrier Spacing, QPSK
•
CDMA Gives Frequency Reuse Factor = 1
•
5 MHz Bandwidth allows Multipath Diversity using Rake Receiver
•
Variable Spreading Factor (VSF) to offer Bandwidth on Demand up to 2Mbit/s
32
Frequency Hopping
DDS
Parallel Shift Register outputs
33
Frequency Hopping
Robustheit gegen Mehrweg und Schmalbandstörer
Erlaubt Multi-User Betrieb, wenn PN- Sequenzen verschieden sind
34
Frequency Hopping Empfänger
Wiederum ist die
Synchronisation
das A und O
35
Frequency Hopping Synchronisation
Tacq ≤ m⋅TDwell
• Dwell Time = Verweilzeit auf einer Frequenz
• Schnelle Synchronisation ist nicht trivial
• Oft: Synchronisation via Master auf einem Aufrufkanal
• Tracking mit Hilfe des RSSI Detektors im Empfänger
36
Frequency Hopping: Fast-Slow
SLOW
FAST
Militär
Bluetooth
GSM
37
Frequency Hopping
Hop Channel mit Bandbreite Wd
Symbol
MFSK ist sehr beliebt für FH:
Beispiel 4-FSK und Fast Hopping mit 4 Kanälen
2 hops pro Symbol
38
Störfestigkeit FH
f0i
Gegenüber Noise ebenfalls keine Gewinne
Gegenüber Schmalband: Störpegel praktisch beliebig (Limite durch Filter)
Aber! Kollisions- Wahrscheinlichkeit sinkt um Faktor m
Gp = 10·log m
39
FH Applikation: Bluetooth
3 user
BT 1.2:
625 symbols
Air Data Rate1 Mbps
GFSK BT = 0.5
BT 2.0/EDR: 3 Mbps 8-DPSK
1600 hop/s
79 Kanäle à 1 MHz
2.4 GHz ISM Band
Pt = 0….20 dBm
40
FH Applikation: Bluetooth Smart
BT 4.0 (LE/Smart)
Air Data Rate: 1 Mbps
GFSK BT = 0.5
37 Kanäle à 2 MHz
3 fixe Aufrufkanäle
1600 hop/s
Interference adaptive FH
2.4 GHz ISM Band
Pt = -20….10 dBm
… NTM2
41