Die Digitaluhr ONCILLA

Transcrição

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2007/8 Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS
ONCILLA
Die Digitaluhr ONCILLA
Von Fabian Bess, Jakob Lexow, Daniel Volquardt und Henry Westphal
Foto: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie
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ONCILLA
Blick auf die Teilerstufen der Zeitbasis
Foto: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie
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ONCILLA
Die Idee
Wie schon in dem einführenden Abschnitt dieses Abschlußberichts erwähnt, bedeutet „Digital“ im
Wortsinne „ mit den Fingern abzählbar“. Das Zählen ist somit die elementarste digitale Grundfunktion.
Die Funktion „Zählen“ kann sehr gut mit einer Digitaluhr demonstriert werden, denn eine Uhr zählt
Sekunden.
Eine weitere Motivation zum Aufbau dieser Uhr war der Wunsch, Erfahrungen mit der Technologie der
ersten auf dem Markt befindlichen Großrechner der 1950-er Jahre zu sammeln, die mit
Elektronenröhren und Halbleiterdioden aufgebaut waren.
Der Bau eines praktisch einsetzbarer Computer hätte jedoch bis zu 100 qm Fläche und über 1000
Röhren benötigt, dies hätte den Rahmen der zur Verfügung stehenden zeitlichen und finanziellen
Ressourcen bei Weitem gesprengt. Der Aufbau einer Digitaluhr ermöglicht dagegen die
Demonstration dieser Technik mit realisierbarem Platz- und Strombedarf. Die Digitaluhr ONCILLA
arbeitet mit 79 Röhren und nimmt 400W auf.
Nicht zuletzt spielte auch die Möglichkeit eine entscheidende Rolle, die Digitaluhr ONCILLA außerhalb
der Lehrveranstaltung kommerziell als Werbeträger einzusetzen.
Sie wurde auf dem TIGRIS-Messestand auf der Embedded World 2008 in Nürnberg als Eyecatcher
eingesetzt. Die Uhr fand erhebliches Interesse, sie war nahezu ständig von neugierigen und spontan
begeisterten Messebesuchern umlagert.
Es gibt bisher, nach dem Wissensstand der Verfasser, nur zwei publizierte Vollröhren- Digitaluhren auf
der Welt. In den 1950-er Jahren wurden Digitaluhren mit mechanischen Schaltwerken realisiert, da
dies erheblich kostengünstiger war. Auch nach intensiven Recherchen haben die Verfasser nicht eine
einzige Quelle für eine „historische“ Digitaluhr in Röhrentechnik finden können.
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ONCILLA
Recht bekannt ist die Digitaluhr von Friedhelm Bruegmann, die mit ihrem vollständigen Schaltplan auf
www.jogis-roehrenbude.de veröffentlicht ist. Diese anregende Veröffentlichung hat sogar den Anstoß
für das Projekt „Digitaltechnik BACK TO THE ROOTS“ gegeben.
Die Digitaluhr von Friedhelm Bruegmann.
Quelle: www.jogis-roehrenbude.de
Die Schaltpläne von Bruegmann haben viele interessante Anregungen gegeben, für die Realisierung
der ONCILLA-Uhr wurden jedoch an vielen Stellen andere Lösungsansätze gewählt.
Eine weitere Vollröhren-Digitaluhr fand sich unter www.eldocountry.com/projects/tubeclock.html.
Diese arbeitet mit Zähldekaden von Beckman Instruments, deren Schaltung auch die Grundlage der
Zählstufen der ONCILLA-Uhr ist. Leider ist diese Webadresse inzwischen nicht mehr auffindbar.
Die Digitaluhr von www.eldocountry.com
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ONCILLA
Das Prinzip
Eine Uhr zählt Sekunden. Sie besteht aus einer Impulsquelle, die einen Impuls pro Sekunde abgibt und
einem nachgeschalteten Impulszähler, dessen Zählerstand mit einer Ziffernanzeige dargestellt wird.
Anzeige
2 3
Impulsquelle
1 Impuls/Sekunde
5 9
Impulszähler
Das Prinzip einer Digitaluhr
Bei der ONCILLA-Uhr werden Flipflops als Impulszähler verwendet. Eine Besonderheit der für
Digitaluhren verwendeten Zählschaltungen ist der auf die „59“ folgende Übertrag bei für Minuten und
Sekunden sowie auf die „23“ folgend für die Stunden. Dies weicht von den Verhältnissen der
normalerweise verwendeten Dezimalzähler ab, bei denen der Übertrag stets auf die „9“ folgt.
Als Zeitbasis dient die Netzfrequenz, die in Europa 50 Hz beträgt. Die Netzfrequenz schwankt zwar
kurzzeitig, ist aber über lange Zeit gesehen sehr stabil. Sie wird durch die zentrale Netzsteuerung des
europäischen Verbundnetzes laufend nachgeregelt. Der exakte Wert der Netzfrequenz sowie die
kumulierte Abweichung kann unter http://www.etrans.ch/services/online/frequency/ „live“ beobachtet
werden:
Anzeige der aktuellen Netzfrequenz unter http://www.etrans.ch/services/online/frequency/
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Die Netzfrequenz wird jedoch nicht direkt verwendet, sondern zunächst mit einer Diodenbrücke auf
100 Hz verdoppelt. Mit dem Ausgangssignal der Diodenbrücke wird ein Schwingkreis mit einer
Resonanzfrequenz von 100 Hz gespeist. Das Ausgangssignal des Schwingkreises wird mit zwei
hintereinandergeschalteten dekadischen Teilern auf 1 Hz heruntergeteilt.
Die Zwischenschaltung des Schwingkreises vermeidet einen nachteiligen Einfluß von kurzen
Störimpulsen, wie sie häufig auf dem Stromnetz vorhanden sind, auf die Ganggenauigkeit der Uhr.
Diese Impulse entstehen stets bei Schaltvorgängen am Netz, wenn leistungsstarke Verbraucher zuoder abgeschaltet werden. Der Energieinhalt dieser Pulse ist jedoch, aufgrund ihrer kurzen Dauer,
gegenüber der im Schwingkreis gespeicherten Energie klein, so daß sie die Verhältnisse am
Schwingkreis nicht mehr wesentlich beeinflussen können.
Die Frequenzverdopplung auf 100 Hz erlaubt es, den Schwingkreis mit wesentlich kleineren
Induktivitäten und Kapazitäten zu realisieren, als dies bei 50 Hz möglich wäre. Weiterhin erlaubt sie es,
für die Frequenzteilung dekadische Zählröhren einzusetzen, womit sich der Bauteilaufwand für den
Frequenzteiler gegenüber einer Lösung mit Flipflops erheblich reduziert.
Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild der Uhr:
50 Hz
Netzfrequenz
Gleichrichter/
Schwingkreis
Teiler 1/100
100 Hz
1Hz
Binärzähler 4 Bit
Binärzähler 4 Bit
Binärzähler 4 Bit
Binärzähler 4 Bit
Binärzähler 4 Bit
Binärzähler 4 Bit
R
R
R
R
R
R
Decoder
binär =>
Dezimal
Decoder
binär =>
Dezimal
Nixie
Nixie
Stunden
Decoder
binär =>
Dezimal
Decoder
binär =>
Dezimal
Nixie
Nixie
Minuten
Decoder
binär =>
Dezimal
Decoder
binär =>
Dezimal
Nixie
Nixie
Sekunden
Blockschaltbild der ONCILLA-Uhr
In diesem Blockschaltbild ist das Netzteil noch nicht dargestellt.
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Die Zählstufen
Die grundsätzlichen Überlegungen
Die Zählstufen sind das zentrale Element einer jeden Digitaluhr, daher steht ihr Entwurf am Anfang. Es
wurde bereits im Vorfeld entschieden, die Zählstufen mit binär arbeitenden Flipflops aufzubauen.
An erster Stelle steht die Auswahl des zu verwendeten Röhrentyps. In Übereinstimmung mit
Bruegmann ist hierfür die Doppeltriode E92CC prädestiniert. Diese Röhre ist speziell für die
Anwendung in Flipflop- und Computerschaltungen entwickelt worden. Sie hat eine besondere
Beschichtung der Kathode, die dem normalerweise sich bei stromloser, aber geheizter Kathode
einstellenden Verlust der Emissionsfähigkeit der Kathode entgegenwirkt. Bei einer Flipflopschaltung ist
jedes Triodensystem im statistischen Mittel 50% der Zeit stromlos. Ein weiterer Vorteil der E92CC ist die
kleine, platzsparende Bauform mit nur 7 Anschlußstiften.
Doppeltrioden des Typs E92CC in Steckmodulen aus einem IBM-Computer
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Da diese Röhren, laut expliziter Angabe im Datenblatt des Herstellers Philips, für analoge
Anwendungen aufgrund hoher Brumm- und Rauschpegel ungeeignet sind, brach die Nachfrage
bereits zu Beginn der 1960-er Jahre, mit dem Vordringen des Transistors in die Computertechnik, stark
ein, so daß sie schon seit vielen Jahrzehnten nicht mehr hergestellt werden.
Ein glücklicher Zufall führte, kurz vor Semesterbeginn, zum Fund einer Kiste mit 267 Röhren des Typs
E92CC im Keller des Schrotthändlers Manteuffel in Berlin-Neukölln, die dort günstig erstanden wurden.
Die Kiste mit 267 Doppeltrioden E92CC, die sich im Keller des Schrotthändlers Manteuffel in BerlinNeukölln fand.
Damit stand die Entscheidung für die Verwendung der E92CC fest.
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Die Auswahl und die Analyse der Zählschaltung
Allgemeines
Über digitale Zählschaltungen in Röhrentechnik sind nur sehr wenige Quellen verfügbar, da diese
Technik zu ihrer Zeit sehr teuer war und daher nicht großflächig angewendet wurde.
Als einzige Quellen standen der Schaltplan der Digitaluhr von Bruegmann und der Schaltplan der
Zählstufe „775“ von Beckman Instruments zur Verfügung
Die Analyse der Zählschaltung von Bruegmann
Zunächst war geplant, die Zählschaltung von Bruegmann zu verwenden, da diese, im Gegensatz zur
Schaltung von Beckman, mit Röhren des Typs E90CC arbeitet, die der vorgesehenen E92CC
weitgehend entsprechen.
Hierzu wurde zunächst das statische Verhalten der Schaltung analysiert.
Das folgende Bild zeigt einen Auszug aus der Originalschaltung von Bruegmann, es ist das erste
Flipflop zum Zählen der Sekunden:
Auszug aus der Originalschaltung von Bruegmann
Quelle: www.jogis-roehrenbude.de
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Im ersten Schritt wurde die Schaltung vereinfacht dargestellt, für den wirksamen Kathodenwiderstand
wurde, in Übereinstimmung mit der Beckman-Schaltung, ein plausibel erscheinender Wert von
12kOhm angenommen.
Schritt 1: vereinfachte Darstellung der Schaltung
Bedingt durch die Verkopplung der beiden Triodensysteme ist eine rein analytische Bestimmung der
Verhältnisse innerhalb der Schaltung nicht oder nur mit sehr großem Aufwand möglich. Daher wurde
der Weg des „intelligenten Ratens“ gewählt. Es wurden willkürlich verschiedenen Ströme durch den
Kathodenwiderstand angenommen und die Verhältnisse hierbei für die gesamte Schaltung
durchgerechnet. Hierbei gibt es nur einen einzigen Stromwert, bei dem sich im Verlauf des
Rechengangs keine Widersprüche zur ursprünglichen Annahme zeigen, dies ist der tatsächlich
fließende Strom. In der Praxis kann dieser mit dem beschriebenen Verfahren schon nach wenigen
Schritten mit ausreichender Genauigkeit bestimmt werden.
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Weiterhin wurden, aufgrund der erwarteten Arbeitsweise der Schaltung, zwei Annahmen getroffen:
-
das „rechte“ Triodensystem, V2, ist vollständig gesperrt
Das Gitter des „linken“ Triodensystems, V1“ liegt auf dem selben Potential wie die Kathoden von
V1 und V2, die Gitterspannung von V1 wird also angesichts der vergleichsweise hohen
Versorgungsspannung der Schaltung vernachlässigt.
Schritt 2: Einbeziehen der Annahmen bzw. Vernachlässigungen
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In der Folge wird der Rechengang für den Fall der ursprünglichen Annahme eines Stroms von 2,1mA
durch den Kathodenwiderstand Rk gezeigt.
Schritt 3: Willkürliche Annahme eines Kathodenstroms von 2,1mA
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Mit 2,1mA Stromfluss durch RK = 12kO ergibt sich die Spannung UK von 25,2V über dem
gemeinsamen Kathodenwiderstand RK:
UK ? 2,1mA ?12kO ? 25,2V
Schritt 4: Bestimmen des Kathodenpotentials
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Entsprechend der eingangs vorgenommenen Annahme einer Gitterspannung von 0V an V1 kann
nun auch das Gitterpotential von V1 angegeben werden, es entspricht dem Kathodenpotential.
Schritt 5: Bestimmen des Gitterpotentials von V1
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Weiterhin wird angenommen, daß in V1 gerade noch kein Gitterstrom fließt.
Über dem Spannungsteiler aus RK1 zu RA2 + RE ergibt sich damit an Punkt 4 ein Potential UE von
147V:
? 482kO ?
UE ? 25,2V ??1 ?
? ? 147V
? 100kO ?
Unter Betrachtung des Spannungsteilers RA2 zu RE, kann man das Potential am Ausgang Q der
Schaltung bestimmen:
? 470kO ?
U ? 25,2V ??1 ?
? ? 144V
? 100kO ?
Schritt 6: Bestimmen des Anodenpotentials von V2
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Aus der Potentialdifferenz zwischen der Versorgungsspannung von 170V zum Potential am
Takteingang kann unter Berücksichtigung des Widerstand RE = 10kO der Strom IRE berechnet
werden, der aus der Versorgung in die Schaltung hineinfließt:
IRE ?
?170V - 147V ? ? 2,3mA
10kO
Schritt 7: Bestimmen des Stromflusses durch RE
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Aus der Spannung an Punkt 6 und dem Gesamtwiderstand von Punkt 6 nach Masse lässt sich der
Strom IRA2 berechnen:
IRA2 ?
147V
? 0,25mA
12kO ? 470kO ? 100kO
Schritt 8: Bestimmen des Stromflusses durch RA2
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Aus der Differenz zwischen dem gesamten einfließendem Strom IRE und dem rechten Teilstrom IRA2
lässt sich der linke Telstrom IRA1 ermitteln:
IRA1 ? 2,3mA 0,25mA ? 2,05mA
Schritt 9: Bestimmen des Stromflusses durch RA1
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Mit dem Teilstrom IRA1 durch RA1 = 12kO lässt sich der Spannungsabfall über RA1 bestimmen:
URA1 ? 2,05mA x 12kO ? 24,6V
Damit ergibt sich das Potential unter RA1 am negierten Ausgang zu
147V - 24,6V ? 122,4V .
Schritt 10: Bestimmen des Potentials des /Q-Ausgangs
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Mit dem Potential am /Q-Ausgang lässt sich über die beiden Widerstände RG2 und RK2 (470kO +
100kO) der Strom an 9 (I2) ermitteln:
I2 ?
122,4V
? 0,22mA
570kO
Schritt 11: Bestimmen des Stroms I2
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Nun ergibt sich aus der Stromdifferenz von 7 (IRA1) zu 9 (I2) der Strom in die Anode von V1: IA,V1
IA, , V1 ? 2,05mA ? 0,22mA ? 1,83mA
Schritt 11: Bestimmen des Anodenstroms von V1
Der Widerspruch von 1,83mA zu 2,1mA zwischen dem Anoden- und dem Kathodenstrom von V1 ist
für den Zweck dieser Betrachtung hinreichend klein.
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Nun sollen diese Ergebnisse gegen die Kennlinie der E92CC auf Plausibilität geprüft werden.
Kennlinie der E92CC
Die Anoden – Kathoden Spannung von V1 ergibt sich zu 97V (122V – 25V). Aus der Kennlinienschar
der E92CC läßt sich, bei einem Anodenstrom von 2mA und einer Anodenspannung von 100V eine
Gitterspannung von -1,5V ablesen.
Die Gitterspannung von V2 ist –3,2V (22V - 25,2V ). Aus der Kennlinienschar der E92CC läßt sich, bei
einer Gitterspannung von –2,5V und einer Anodenspannung von 145V ein Anodenstrom von 1mA
ablesen.
Damit zeigt sich, daß die vorstehende Rechnung die tatsächlichen Verhältnisse nicht vollständig
richtig wiedergibt. Der Grund für die Abweichung liegt aller Wahrscheinlichkeit darin, daß in V1 ein
Gitterstrom fließt, womit die Bestimmung des Potentials an der Anode von V1 nicht mehr aufgrund
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des Spannungsteilerverhältnisses von RG1 und RK1 erfolgen kann. Das tatsächliche Potential ist in
diesem Fall höher.
Eine identische Analyse wurde auch mit der Schaltung der Zählstufe „775“ von Beckman
durchgeführt. Hierbei ergeben sich signifikante Ergebnisse aus der vergleichenden Betrachtung, die
die den Aufwand der vorstehende Analyse trotz ihrer Ungenauigkeiten rechtfertigen.
Nun soll das dynamische Verhalten der Schaltung qualitativ betrachtet werden.
Vereinfachte Schaltung zur Betrachtung des dynamischen Verhaltens
Es wird wiederum angenommen, daß zunächst V2 sperrt und V1 stromführend ist. Dann ist das
Potential der Anode von V2 positiver als das der Anode von V1. Da der Potentialunterschied zwischen
den Anoden von V1 und V2 größer als zwischen den Gittern von V1 und V2 ist, ist die über C1
anstehende Spannung größer als die über C2 anstehende Spannung.
Nun wird am Takteingang eine negative Signalflanke wirksam. Diese gelangt über CT an die
Anodenwiderstände RA1 und RA2, CT und RE wirken als Hochpass, dessen Zeitkonstante
deutlichkleiner als die aus C1 und RG1 bzw. C2 und RG2 ist. Der somit entstehende negativ
gerichtete Impuls erscheint auch, abgeschwächt, an den Anoden von V1 und V2. Da sich die
Spannung über C1 und C2 aufgrund der in diesen Kondensatoren gespeicherten Ladung nicht
augenblicklich ändern kann, wird der negative Potentialsprung an den Anoden auch an die Gitter
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von V1 und V1 übertragen. Damit wird auch V1 zum Sperren gebracht, so daß nun beide
Röhrensysteme sperren. Das Potential beider Anoden nähert sich an.
Mit dem Abklingen des Impulses (Wirkung des Hochpasses aus CT und RE) werden die Anoden wieder
positiver. Dieser Anstieg der Spannung in exponentieller Form ist erheblich langsamer als die nahezu
senkrechte negative Flanke, die den beschriebenen Vorgang eingeleitet hat.
Da die Spannung über C2, wie bereits hergeleitet, geringer als die Spannung über C1 ist, erreicht das
Gitter von V2 vor dem Gitter von V1 ein gegenüber den Kathoden nur so wenig negatives Potential,
daß V2 Anodenstrom zu führen beginnt. Damit ergibt sich jedoch eine erneute Abnahme des
Anodenpotentials von V2, womit das Gitter von V1, durch die Wirkung von C1, erneut negativer wird.
Damit ergibt sich jedoch in der Folge ein Anstieg des Anodenpotentials von V1, womit dann die
Aufsteuerung von V2 unterstützt wird.
Da die beschriebene Mitkopplung, über RG1 und RG2, auch für Gleichgrößen wirkt, bleibt der neu
eingenommene Zustand des Flipflops. V2 leitet und V1 sperrt beliebig lange, bis zur nächsten
Ansteuerung des Flipflops, erhalten.
Es ist aus der Symmetrie der Flipflop-Schaltung heraus offensichtlich, daß eine erneute negative
Flanke am Takteingang wiederum zu einem Zustandswechsel des Flipflops führt.
Mit jeder negativen Taktflanke ändert sich somit der Zustand des Flipflops. Wenn man mehrere
gleichartige Flipflops hintereinanderschaltet, also den Takteingang mit dem Q-Ausgang des
vorhergehenden Flipflops verbindet, dann erhält man einen Binärzähler.
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Die Analyse der Zählschaltung der Beckman Zähldekade 775
Die Beckman-Zähldekade 775 wurde als Modul zum Zählen und Anzeigen einer Dezimalstelle in
Frequenzzählern von Beckman Instruments eingesetzt. Zur Anzeige des Zählerstandes dienten 10
Glimmlampen, von denen immer nur eine einzige, abhängig vom Zählerstand, leuchtet. Die
Glimmlampen befinden sich hinter einer geschwärzten Folie, aus der die einzelnen Ziffern transparent
ausgespart sind, so daß die Ziffern, wenn auch an verschiedenen Orten, direkt ablesbar sind.
Zähldekade Beckman 775AJ
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Zähldekaden 775AJ, eingebaut in einem Universalzähler
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Gesamtansicht des Universalzählers, deutlich sind die vor den Glimmlampen befindlichen Folien mit
den ausgesparten Ziffern zu erkennen.
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Im Internet konnte das Schaltbild der Zähldekaden 775 gefunden werden:
Vollständiges Schaltbild der Zähldekaden Beckman 775
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Zunächst wird wiederum, wie bereits bei der Schaltung von Bruegmann geschehen, das statische
Verhalten der Schaltung untersucht. Es wird die identische Vorgehensweise angewendet. Es wird ein
willkürlich ausgewählter Kathodenstrom angenommen. Auf dieser Basis werden die Spannungen und
Ströme in der gesamten Schaltung berechnet. Wenn sich dabei kein Widerspruch ergibt, ist die
Richtigkeit der ursprünglichen Annahme bewiesen.
Zunächst wird eine Zählstufe vereinfacht dargestellt, die bipolare Versorgung +190V / -110V wird zu
einer unipolaren Versorgung +300V zusammengefasst. Das Massepotential wird auf das Potential der
ursprünglichen –110V-Versorgung gelegt.
Schritt 1: Vereinfachte Darstellung der Schaltung
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Wir treffen sinngemäß die gleichen Annahmen wie bei der vorangegangenen Betrachtung der
Schaltung von Bruegmann:
-
das „linke“ Triodensystem, V1, ist vollständig gesperrt
Das Gitter des „rechten“ Triodensystems, V1“ liegt auf dem selben Potential wie die Kathoden von
V1 und V2, die Gitterspannung von V1 wird also angesichts der vergleichsweise hohen
Versorgungsspannung der Schaltung vernachlässigt.
Schritt 2: Einbeziehen der Annahmen/Vernachlässigungen
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Im Folgenden wird die Rechnung, unter willkürlicher Annahme eines Kathodenstroms IK von 3,5mA in
ihren einzelnen Schritten gezeigt:
Schritt 3: Einbeziehen der Annahme eines Kathodenstroms von 3,5mA
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Mit dem angenommenen Strom von 3,5mA über RK = 12kO folgt ein Spannungsabfall über RK von
UK ? 3,5mA ?12kO ? 42V
Schritt 4: Bestimmung des Kathodenpotentials
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Gemäß der bereits eingeführten Vernachlässigung, daß die Gitterspannung an V2 Null sei fallen über
dem parallel zu RK liegendem RK2 = 82kO ebenfalls 42V ab:
Schritt 5: Bestimmung des Gitterpotentials
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Es wird weiterhin die Annahme getroffen, daß in V2 gerade noch kein Gitterstrom fließt. Somit kann
das Potential an Punkt 4 bzw. am negierten Ausgang /Q über das Spannungsteilerverhältnis aus RG1
und RK1 bestimmt werden:
42V ?(1 ?
270k?
) ? 180V
82k ?
Schritt 6: Bestimmung des Anodenpotentials von V1
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Mit dem soeben bestimmten Anodenpotential und dem Widerstand von RG2=270kO und
RK2 = 82kO nach Masse ergibt sich der Strom I2 von:
I2 ? (
180V
) ? 0,51mA
82kO ? 270kO
Schritt 7: Bestimmung des Stroms I2
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Mit dem Strom IRA1 = I2 (da V1 sperrt) und RA1 = 42kO lässt sich der Spannungsabfall über RA1
bestimmen. Er beträgt 21,5V:
URA1 ? 0,51mA ?42kO ? 21,5V
Daraus lässt sich das Potential an Punkt 6 ermitteln:
180V ? 21,5V ? 201V
Schritt 7: Bestimmung des Potentials am Takteingang
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Im nächsten Schritt kann der durch RE fließende Strom IRE (an Punkt 7) bestimmt werden:
IRE ?
300V - 201V
? 3,7mA
27kO
Schritt 8: Bestimmung des Stroms durch RE
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Aus der Differenz von IRE (3,7mA) und IRA1 (0,51mA) ergibt sich der rechtsseitige Teilstrom IRA2:
IRA2 ? 3,7mA - 0,51mA ? 3,2mA
Schritt 9: Bestimmung des Stroms durch RA2
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Mit IRA2 = 3,2mA und RA2 = 42kO ergibt sich folgender Spannungsabfall über RA2:
URA2 ? 42k? ?3,2mA ? 134V
Somit ergibt sich für den Ausgang ein Potential von 201V – 134V = 67V.
Schritt 10: Bestimmung des Potentials am Q-Ausgang
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Aus dem Potential des Q-Ausgangs und den Werten der nach Masse führenden Widerständen RG1
und RK1 nach Masse ergibt sich der Strom I1 von
I1 ?
67V
? 0,19mA
270k? ? 82k?
Mit dem Spannungsteiler aus RG1 = 270kO und RK1 = 82kO ergibt sich das Gitterpotential an V1 zu:
82kO
?
?
UG1 ? 67V ??
? ? 15,6V
? 82kO ? 270kO ?
Schritt 11: Bestimmung der Verhältnisse am Gitter von V2
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Nun soll die Übereinstimmung mit der Kennlinie der 5963 geprüft werden:
Kennlinie der 5963 Quelle: Datenblatt Sylvania
Die Anoden – Kathodenspannung UAK von V2 beträgt also 67V – 42V = 25V. Es fließt ein
Anodenstrom von IRA2 – I1 = 3,16mA – 0,19mA = 2,97mA. Die Kennlinie gibt für eine
Gitterspannung von 0V und für einen Anodenstrom von 3mA eine Anodenspannung von 30V an.
Diese Übereinstimmung ist nahezu ideal.
Die Gitterspannung von V1 ist -42V + 15,6V = -26,4V. Damit ist V1 in jedem Fall mit ausreichender
Sicherheit vollständig gesperrt.
Der Strom IRE und der Strom IK müssen gleich sein, da die Ein—und Ausgänge der Schaltung als
stromlos angenommen werden. Dies ist mit den Werten Ik = 3,5mA und IRE =3,67mA, also einer
Abweichung von etwas weniger als +5%, hinreichend genau der Fall.
Damit kann die hinreichende Widerspruchsfreiheit der gesamten Rechnung festgestellt werden.
Tatsächlich wurden die errechneten Werte zu einem späteren Zeitpunkt durch Messungen an den
fertig aufgebauten Zählstufen der ONCILLA-Uhr mit geringsten Abweichungen von wenigen Volt
bestätigt.
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Die im Originalschaltplan eingefügten Spannungsangaben haben sich als fehlerhaft erwiesen.
Derartige Abweichungen treten jedoch bei historischen Schaltplänen gemäß der Erfahrung des
Verfassers öfters auf und können meist auf die nicht vernachlässigbaren Eingangswiderstände der
damals verwendeten Meßgeräte zurückgeführt werden.
Nun kann ein Vergleich der Schaltungen von Bruegmann und Beckman vorgenommen werden:
Es fiel schon währen der Rechnungen auf, daß das „Konvergenzverhalten“ der Schaltung von
Bruegmann sich von der Schaltung von Beckman unterschied. Die Schaltung von Bruegmann zeigte
große Änderungen bei kleinen Abweichungen der Annahme des Kathodenstrom vom „richtigen“
Wert während die Schaltung von Beckman sich hier wesentlich unempfindlicher, stabiler verhielt.
Die Differenz zwischen High- und Low-Pegel beträgt bei der Beckman-Schaltung 180V – 67V = 113V.
Bei der Bruegmann-Schaltung beträgt sie dagegen nur 144V – 142V = 22V. Es fällt weiterhin auf, daß
die leitende Röhre bei der Bruegmann-Schaltung nicht vollständig aufgesteuert wird, es ist noch eine
signifikante Anodenspannung über ihr vorhanden.
Bruegmann berichtet auch über große Schwierigkeiten mit der Arbeitsweise der Flipflops, daher
ergab sich für ihn die Notwendigkeit, jeden Kathodenwiderstand einzeln abgleichbar zu machen. Es
ist aber anzunehmen, daß lediglich das Spannungsteilerverhältnis zwischen den Widerständen RG1
und RK1 bzw. RK2 und RK2 zu hoch ist, so daß der Mitkopplungsgrad zu gering ist. Daher scheint die
Schaltung nicht „vollständig zu kippen“, verharrt also an der Grenze zum analogen
Übergangszustand.
Aus diesem Grunde wurde die Entscheidung getroffen, die Zählstufen der ONCILLA-Uhr auf Basis der
Beckman-Schaltung zu bauen, anstelle der Röhren 5693 jedoch die bereits vorhandenen Röhren
E92CC zu verwenden.
Dies schien aufgrund der hinreichenden Ähnlichkeit der Kennlinien gerechtfertigt und wurde durch
die praktischen Ergebnisse bestätigt. Bei ansonsten unveränderter Dimensionierung wurden an der
praktisch ausgeführten Zählstufe, wie schon erwähnt, die zuvor errechneten Potentiale mit sehr
geringen Abweichungen im einstelligen Volt-Bereich gemessen.
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Kennlinie der 5963 (oben) und der E92CC (unten) Quellen: Sylvania (oben) und Philips (unten)
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Das dynamische Verhalten einer einzelnen Zählstufe entspricht dem bereits anhand der BruegmannSchaltung Beschriebenen.
Es soll jedoch noch auf die Zusammenschaltung der Zählstufen in der Beckman-Zähldekade 775
eingegangen werden. Um den Aufwand der Decodierung zur Ansteuerung der Anzeigelampen zu
minimieren, wird hier ein vom normalen Binärcode abweichender Code verwendet. Dieser Code ist
so geschickt gewählt, daß immer eine der, zwischen die Anoden der Röhren der Fllipflops
geschalteten, Glimmlampen leuchtet.
Hierzu sind neben der Hintereinanderschaltung der Flipflops mehrere Rückkopplungsschleifen
vorgesehen. Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild der Zählstufe:
0
2
1
4
3
6
5
8
7
9
Takt
Eingang
TOG
/Q
/RES
A
TOG
TOG
Q
/SET
/Q
/RES
B
Q
/SET
/Q
/RES
C
Takt
Ausgang
TOG
Q
/SET
/Q
D
/RES
Q
= 220KOhm zwischen sich kreuzenden
Leitungen
/SET
Das Blockschaltbild der Zähldekade Beckman 775
Auf eine detailliertere Untersuchung der Zählweise wurde verzichtet, da zum Einen die Ansteuerung
der potentialfreien Glimmlampen nicht auf die Ansteuerung einer Nixie-Röhre mit festgelegtem
Anodenpotential übertragbar ist und zum Anderen aus der Schaltung der Zähldekade 775A schnell
zu erkennen ist, daß die Einführung der Rückkopplungsschleifen eine erhebliche Präzision der
Impulsformen voraussetzt. Man erkennt dies zum Beispiel daran, daß die Werte der
Koppelkondensatoren zwischen den verschiedenen Flipflops einer Zählstufe leicht unterschiedlich
sind.
Die Arbeitsweise dieser Schaltung wird aller Wahrscheinlichkeit stark von den vorhandenen
Streukapazitäten beeinflußt werden.
Seite 2- 44
ONCILLA
Da heute die Preise für Halbleiterdioden so gering sind, daß sie praktisch keine Rolle mehr spielen
und auch ausreichend Platz vorhanden ist, wurde die Entscheidung getroffen, einen „normalen“
Binärzähler aufzubauen und hierbei eine vergleichsweise große Diodenmatrix zur Decodierung
vorzusehen.
Diese Lösung ist zwar gegenüber der eleganten Beckman-Lösung „plump“, hat aber den Vorteil, daß
man sich in weit geringerem Maße mit den Impulsformen und Streukapazitäten in den Zählstufen
selbst auseinandersetzen muß, womit das Risiko eines Zeitverzuges gegenüber den knappen
Terminplan gemindert wird.
Seite 2- 45
ONCILLA
Die Zählstufen der ONCILLA-Uhr
Die Baugruppenaufteilung
Jeweils zwei Zähldekaden, für Sekunden, Minuten und Stunden, wurden mit den dazugehörigen
Decodern und Anzeigetreibern auf einer gemeinsamen Baugruppe zusammengefasst. Diese
Baugruppe ist dann dreimal in der Uhr vorhanden. Da Sekunden und Minuten bis „59“ zählen,
Stunden aber nur bis „23“, wurde der Decoder so aufgebaut, daß man durch Umstecken einiger
Jumper zwischen dem Zählen bis „23“ und dem Zählen bis „59“ wählen kann. Mit der Ausnahme
einer einzigen R/C-Entstörkombination, die nur auf der die Sekunden zählenden Baugruppe
vorhanden ist, sind alle drei Baugruppen identisch.
Da sich bei der Zehnerstelle, die nur bis „5“ anzeigen muß, eine erhebliche Einsparung an Platz und
Bauteilen beim Decoder ergibt, ist die Zusammenfassung der Einer- und Zehnerstufen auf einer
Baugruppe gegenüber 6 identischen Baugruppen mit je einer Stelle vorteilhaft.
Die Wahl der Versorgungsspannungen
Wie bereits erwähnt wird die Schaltung der Beckman-Zählstufe, jedoch unter Verwendung der
E92CC, eingesetzt. Die Schaltung wird bipolar versorgt, so daß sich günstige Verhältnisse für die
Auslegung des nachgeschalteten Decoders ergeben:
Der High-Pegel, in Bezug auf die Masse bei unipolarer Versorgung ist: 180V
Der Low-Pegel, in Bezug auf die Masse bei unipolarer Versorgung ist: 67V
Wenn man stattdessen eine bipolare Versorgung mit –130V und + 170V wählt, dann ergeben sich im
Massebezug die folgenden Pegel:
Der High-Pegel, in Bezug auf die Masse bei bipolarer Versorgung ist: 180V – 130V = +50V
Der Low-Pegel, in Bezug auf die Masse bei bipolarer Versorgung ist: 67V – 130V = -63V
Diese Pegel sind für eine möglichst einfache Ansteuerung des Decoders geeignet.
Die Heizkreise der Röhren der Zählstufen werden über einen Schutzwiderstand mit der –130VVersorgung verbunden, für die Röhren der Zählstufen werden separate Heizkreise vorgesehen, da bei
einer Zusammenschaltung mit Röhren, deren Kathode im Bereich des Massepotentials liegt, zu hohe
Spannungen zwischen den Heizfäden und den Kathoden auftreten würden.
Das Stellen der Uhr
Nach jedem Einschalten muß die Uhr erneut gestellt werden. Hierzu wird eine der aktuellen Uhrzeit um
eine Minute voreilende Zeit mit einem BCD-Codierschalter eingestellt. Hierbei werden die Minuten
und Stunden eingestellt, für die Sekunden besteht keine Einstellmöglichkeit, die Uhr startet stets mit
dem Sekundenwert „00“. Der Takt wird mit dem Taktschalter abgeschaltet. Mit dem Reset-Taster
werden alle Flipflops rückgesetzt. Die Uhr zeigt dann „00 00 00“ an. Mit dem Preset-Taster wird die
zuvor eingestellte Uhrzeit übernommen, die Uhr zeigt diese dann an, steht aber. Beim Erreichen dieser
Zeit (z.B. Zeitzeichen des Radios oder Zeigersprung einer Referenzuhr) wird der Taktschalter umgelegt,
die Uhr beginnt zu zählen.
Die Schaltung der Zählstufen im Detail
Die folgende Abbildung zeigt die Detailschaltung einer einzelnen Zählstufe, ergänzt um die für alle
Zählstufen einer Dekade bzw. der gesamten Uhr gemeinsamen Beschaltung zum Setzen und
Rücksetzen der Stufe.
Seite 2- 46
ONCILLA
+170V
R4001
27K 1W
C4001
100pF
Zählpuls
von
Vorgängerstufe
R4002
27K
R4007
27K
R4003
15K
R4008
15K
R4901
240K
R4902
240K
Zum Decoder
E_/A
E_A
/Q
Q
C4005
100pF
V4001A
E92CC
V4001B
E92CC
2
1
Zählpuls
zu Folgestufe
R4004
C4002
33pF
270K
C4004
33pF
R4009
270K
6
5
gemeinsam für alle
Zählstufen der
gesamten Uhr
R4006
12K
gemeinsam für alle
Zählstufen einer
Dekade
-130V
R4903
82K
RESET-Taster
für alle Zählstufen gemeinsam
D4001
1N4007
C4003
10nF
/Preset
/Reset
7
-130V
7
R4010
82K
D4005
1N4007
R4904
56K
Resetpuls zu
weiteren
Stufen
-330V
zu anderen
Zählstufen
Resetpuls von
der eigenen
Zähldekade
Resetpuls von
der
Zehnerstelle
D4002
1N4007
D4003
1N4007
D4901
1N4007
R4905
240K
-130V
-130V
zu anderen
Codierschaltern
R4906
100K
C4901
10nF
PRESET-Taster
R4959
1K
CODIERSCHALTER
COM
-330V
Bit 0
Bit 1
Presetpulse zu
weiteren Stufen
Bit 2
C4913
10nF
R4960
100K/2W
Bit 3
Eine Zählstufe der ONCILLA-Uhr mit zugehöriger Beschaltung zum Setzen und Rücksetzen
Seite 2- 47
ONCILLA
R4901 und R4902 haben sich als notwendig erwiesen, um die Zählstufen von der kapazitiven Last der
Dioden der Decodiermatrix zu entkoppeln. Aufgrund der benötigten Spannungsfestigkeit der Dioden
(insbesondere in der Anheizphase bei noch nicht stromführende Röhren) mußte der Typ 1N4007
verwendet werden, der eine recht hohe Sperrschichtkapazität von 20pF hat. Bei direktem Anschluß
der Dioden an die Ausgänge der Zählstufen können diese in den meisten Fällen nicht mehr „kippen“,
der Zähler arbeitet nicht.
Es bestehen drei Möglichkeiten zum Rücksetzen der Zählstufe:
-
Der Reset-Taster wird gedrückt. Dann wird die Kathode von D4001 über den Taster an –330V
gelegt, damit wird das Potential des Gitters von V4001A über R4903 und R4904 soweit negativ
gegenüber dem Kathodenpotential von V4001A, daß V4001A sperrt, womit dann der
Resetzustand des Flipflops erzwungen wird. R4904 vermeidet eine zu negative Spannung an den
Gittern.
-
Die eigene Zähldekade (hier ist der Auszug aus einer Einer-Stelle dargestellt) erreicht den Wert
„10“, womit dann ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer Puls ausgelöst wird, der über
D4002 und R4903 an das Gitter von V4001A gelangt
-
Die folgende Zähldekade steht bei der Zählung der Stunden auf dem Wert „2“, wenn die
Einerstelle den Wert „4“ erreicht (Besondere Jumperstellung am Decoder für Zählung der
Stunden), womit dann ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer Puls ausgelöst wird, der
über D4003 und R4903 an das Gitter von V4001A gelangt
Im „ungestörten Zählbetrieb“ sperren D4002, D4002 und D4003, über D4901 ist die ResetSammelleitung, also das „untere Ende“ von R4903 mit der –130V-Versorgung verbunden, was der
„normalen Arbeitsweise“ der Zählstufe entspricht, wie sie bereits betrachtet wurde.
Ein Betätigen des Preset-Tasters führt, wenn der Codierschalter so eingestellt ist, daß der mit „Bit0“
bezeichnete, symbolisch dargestellte, Schalter Durchgang hat, dazu, daß über R4906, R4905 und
D4005 das Gitter von V4001B soweit gegenüber dem Kathodenpotential von V4001 negativ wird,
daß V4001B sperrt, womit dann das Setzen des Flipflops erzwungen wird.
Die Verhältnisse beim Presetten der Zählstufen sind deutlich komplizierter als beim Rücksetzen, da
nicht alle Flipflops gleichermaßen gesetzt werden sollen, sondern nur eine die gewünschte Uhrzeit
repräsentierende Auswahl. Wenn man keine besonderen Maßnahmen ergreift, dann führt das
unvermeidliche Kontaktprellen des Preset-Tasters dazu, daß auch Flipflops gesetzt werden, die
rückgesetzt bleiben sollen.
Beim mechanischen Schalten einer Spannung im Bereich 100V und größer entstehen steilflankige
Impulsfolgen mit erhebliche Hochfrequenzenergien. Die Ausgänge der Codierschalter werden über
einen Kabelbaum an die Preseteingänge der Flipflops geführt. Die Kapazität zwischen den Adern des
Kabelbaums reicht, wenn man keine weiteren Maßnahmen trifft, dazu aus, zum Presetten der
Flipflops hinreichende Impulsamplituden in am Codierschalter offenen Leitungen hervorzurufen.
Aus diesem Grund wurde der Tiefpaß aus R4609 und C4901 mit einer Grenzfrequenz von 160Hz
vorgesehen. R4905 entkoppelt das Gitter von V4001B vom Einfluß des Kondensators C4901. Um
R4905 möglichst groß machen zu können wurde die negativste im System verfügbare Spannung,
-330V als Eingangsspannung am Preset-Taster gewählt.
R4959, direkt am Schalter angebracht, vermeidet die Ausbreitung hochfrequenter Störungen über
die Anschlußleitungen, indem diese bedämpft werden. C4913 dient ebenfalls der Bedämpfung des
Kontaktprellens. R4920 stellt eine schnelle Entladung von C4913 sicher, womit das Blockieren der
Zählstufen durch ein nur langsames Abklingen der negativen Spannung am Eingang der
Codierschalter vermeiden wird.
Seite 2- 48
ONCILLA
D4005 verhindert eine Beeinflussung des Arbeitspunktes des Flipflops über den Strompfad durch
R4960.
Es soll nun das dynamische Verhalten der Zählstufen genauer betrachtet werden.
Das folgende Oszillogramm zeigt das Eingangssignal (gelb) und das Ausgangssignal (blau) einer
Zählstufe.
Oben(gelb): Zählpuls am Eingang der 3. Zählstufe Einer (Knoten C4009/R4021), 20V/DIV
Unten (blau): Ausgang der 3. Zählstufe Einer (Anode, Pin 2), 50V/DIV
Man erkennt, wie die negative Flanke des Zählpulses das Kippen des Flipflops auslöst. Man erkennt,
daß kurz vor dem „eigentlichen“ Zählpuls ein ebenfalls negativ gerichteter Impuls mit kleinerer
Amplitude vorhanden ist. Dies ist der, durch den ,mit dem Anodenwiderstand der Vorgängerstufe
gebildeten Spannungsteiler/Tiefpass abgeschwächte und nochmals differenzierte Ansteuerimpuls der
Vorgängerstufe. (Der Ansteuerimpuls wird ja in den Anodenkreis eingekoppelt, also ist sein Auftreten
am Ausgang nicht überraschend)
Diese „Vorwärtskopplung“ des Ansteuerimpulses hat entscheidende Auswirkungen bezüglich der Wahl
der Amplitude der Ansteuerpulse der ersten Stufe. Wenn diese zu hoch ist, wie zunächst bei der
ONCILLA-Uhr geschehen, dann wird die Folgestufe bereits durch den „vorwärtsgekoppelten“
Ansteuerimpuls gekippt. Bei einer hinreichend langen Zeit zwischen „vorwärtsgekoppeltem“
Ansteuerimpuls und dem durch das Kippen der ersten Stufe ausgelösten „richtigen“ Zählimpuls kann
die Folgestufe dann sogar unmittelbar folgend wieder zurückkippen, womit dann für die auf diese
folgende Stufe ein Zählimpuls generiert wird.
Seite 2- 49
ONCILLA
Wenn, wie anfangs bei der ONCILLA-Uhr geschehen, die Amplitude des Ansteuerimpulses der ersten
Stufe durch Zufall gerade in einem Bereich ist, bei dem der soeben beschriebene Fehlerfall
sporadisch einsetzt, führt dies zu einer sehr langwierigen Fehlersuche. Im konkreten Fall lag die
Amplitude so ungünstig, daß die Uhr nach dem Einschalten zunächst für ca. 10 Minuten korrekt
zählte. Bei weiter fortschreitender Erwärmung der Uhr begann der beschriebene Effekt zunehmend
aufzutreten, die Uhr lief zu schnell. Nach etwa 20 Minuten, nach weiterer Aufheizung der Uhr,
arbeitete sie dann absolut korrekt. Um den Fehler reproduzieren zu können, mußte die Uhr dann zwei
Stunden ausgekühlt werden, bevor man sie erneut einschaltete. Dementsprechend hat das
Auffinden und Verstehen dieses Fehlers mehrere Tage in Anspruch genommen.
Weiterhin muß auch die Kurvenform des Ansteuerpulses beachtet werden. Einerseits ist eine steile
fallende Flanke wichtig, weil nur so ein genügend amplitudenstarker Impuls nach der Differentiation
durch den Eingangskondensator zur Verfügung steht, der dann tatsächlich das Flipflop kippen kann.
Andererseits muß die ansteigende Flanke des Ansteuerpulses deutlich weniger steil sein, da sich
sonst, durch die Doppeldifferentiation bei der unvermeidlichen „Vorwärtskopplung“, an der
übernächsten Stufe ein ungewollter, negativ gerichteter, Zählimpuls ergeben kann. Auch dieser Effekt
konnte im Verlauf der Entwicklung der ONCILLA-Uhr beobachtet werden.
Das folgende Oszillogramm zeigt den Übergang vom Low- zum High-Pegel beim Kippen des
Flipflops.
Oben (gelb) Zählpuls am Eingang der 3. Zählstufe Einer (Knoten C4009/R4021), 20V/DIV
Unten (blau) Ausgang 3. Zählstufe Einer (Anode, Pin 2), 50V / DIV
Seite 2- 50
ONCILLA
Man erkennt deutlich, daß der Übergang vom Low- zum High-Pegel deutlich langsamer als der
Übergang vom High- zum Low-Pegel erfolgt. Dieser Effekt ist erwünscht, da sich damit keine steile
positive Flanken ergeben, die dann, wie soeben beschrieben, zu ungewollten Zählimpulsen in der
übernächsten Stufe führen können.
Die Unterschiede in der Flankensteilheit sind dadurch begründet, daß beim Übergang von Low nach
High die Streukapazitäten über den Anodenwiderstand aufgeladen werden müssen
(Exponentialgestalt der Flanke deutlich erkennbar), während beim Übergang von High nach Low über
die in die Sättigung gesteuerte Röhre die Streukapazitäten in sehr kurzer Zeit (in den
Kathodenkondensator) entladen werden.
Bei Messungen an den Ausgängen der Zählstufen ist zu beachten, daß bei Kontaktierung eines
Oszilloskop-Tastkopfdessen Eingangskapazität zunächst entladen ist. Der Ladestrom in diese führt zu
einem negativ gerichteten, steilflankigen Impuls mit einer Amplitude von ungefähr 70V, der stets zum
Kippen der Zählstufe führt. Messungen an den Ausgängen der Zählstufen können daher nur mit
dauerhaft kontaktierten Tastköpfen durchgeführt werden. Zudem ist bei der Auswahl der Tastköpfe auf
eine kleine Eingangskapazität zu achten.
Seite 2- 51
ONCILLA
Der Decoder und die Anzeigen im Detail
Die Nixie-Anzeigeröhren
Zur Anzeige der Uhrzeit werden Nixie-Anzeigeröhren verwendet. Diese Röhren sind gasgefüllt und
bestehen aus einer gitterförmigen, damit weitgehend durchsichtigen, Anode und zehn Kathoden,
die in der Form der darzustellenden Ziffern ausgebildet sind.
Prinzip der Nixie-Anzeigeröhre
Man verbindet stets nur eine einzige der Kathoden mit Masse. Beim Anlegen einer positiven
Spannung an die Anode bildet sich dann auf der mit Masse verbundenen Kathode ein orangeroter
Glimmsaum, die Ziffer tritt leuchtend hervor.
Seite 2- 52
ONCILLA
Nixie-Anzeigeröhren
Die Aufgabe des Decoders ist es somit, in Abhängigkeit von dem BCD-codierten, von den Zählstufen
kommenden, Eingangswert, die den codierten Zahlenwert darstellende Kathode an Masse zu
schalten, während alle anderen Kathoden stromlos bleiben.
Diese Art von Decoder bezeichnet man als Binär-zu Dezimaldecoder oder als 1 aus n-Decoder.
In der ONCILLA-Uhr werden Nixie-Röhren des Typs Z560M verwendet. Diese Röhren haben die
folgenden Kenndaten:
Zündspannung:
Brennspannung:
Löschspannung:
Kathodenstrom:
145V
135V
120V
1mA min, 2,5mA max.
Seite 2- 53
ONCILLA
Der Decoder
Die Binär- zu Dezimalcodierung läßt sich auf einfache Weise mit einer Diodenmatrix durchführen.
Diese hat zwar den Nachteil eines relativ großen Bauteil- und Platzbedarfs, aber dafür den Vorteil der
unkomplizierten Funktion und der direkten Anschaulichkeit.
Bruegmann hat dagegen den Ansatz verfolgt, möglichst wenige Dioden zu verwenden, er hat einen
großen Teil der notwendigen „AND“-Verknüpfungen damit realisiert, daß der mit Vorwiderständen
gewichtete Ströme summiert und mit der resultierenden Spannung eine Triode ansteuert. Mit
geeigneter Wahl der Potentiale entsteht eine praktisch als Analogcomparator wirkende Schaltung.
Das „Vorbild“ für den bei der ONCILLA-Uhr verwendeten Decoder war die im Folgenden abgebildete
Diodenmatrix, die in einem amerikanischen Militärcomputer aus der Zeit um 1955 als
Microprogramm-Speicher diente. In dieser Zeit war die Verwendung von Germaniumdioden üblich.
Diodenmatrix als Microprogrammspeicher aus einem amerikanischen Militärcomputer aus der Zeit
um 1955.
Im Folgenden ist der vollständige Schaltplan des Teils des Decoders, der zur Ansteuerung der NixieRöhre dient dargestellt. Um die Übersichtlichkeit zu erhöhen wurde die, die Funktion nicht
beeinflussende, Kabel-und Steckverbindung zur Nixie-Röhre nicht dargestellt.
Seite 2- 54
Von Flipflops
ONCILLA
über 240kOhm
/A
A
/B
B
/C
C
+28V
/D
D
R4113
1M
0
D4102
1N4007
D4104
1N4007
D4106
1N4007
R4114
R4112
12K
+28V
D4108
1N4007
6
+220V
V4101A
E92CC
1M
7
1
R4116
1M
1
5
+220V
V4101B
E92CC
R4117
1M
D4110
1N4007
D4112
1N4007
D4114
1N4007
+28V
D4115
1N4007
7
2
R4119
1M
2
D4118
1N4007
D4120
1N4007
D4121
1N4007
R4120
R4118
12K
+28V
D4124
1N4007
6
+220V
V4102A
E92CC
1M
7
1
R4122
1M
3
5
+220V
V4102B
E92CC
R4123
1M
D4126
1N4007
D4128
1N4007
D4129
1N4007
+28V
D4131
1N4007
7
2
R4125
1M
4
D4135
1N4007
D4138
1N4007
R4142
R4126
R4124
12K
D4140
1N4007
V6005
Z560M
6
V4103A
E92CC
+28V
D4134
1N4007
+300V
+220V
7
1
R4128
1M
5
10K
1M
V4103B
E92CC
5
+220V
R4129
3
13
12
11
10
9
7
6
5
4
k0
k1
k2
k3
k4
k5
k6
k7
k8
k9
a
2
1M
D4142
1N4007
D4143
1N4007
D4146
1N4007
+28V
D4147
1N4007
7
2
R4131
1M
6
D4150
1N4007
D4151
1N4007
D4153
1N4007
R4132
R4130
12K
+28V
D4156
1N4007
6
+220V
V4104A
E92CC
1M
7
1
R4134
1M
7
5
+220V
V4104B
E92CC
R4135
1M
D4158
1N4007
D4159
1N4007
D4161
1N4007
+28V
D4163
1N4007
7
2
R4137
1M
8
D4165
1N4007
D4168
1N4007
D4170
1N4007
R4138
R4136
12K
+28V
D4172
1N4007
6
+220V
V4105A
E92CC
1M
7
1
R4140
1M
+220V
V4105B
E92CC
5
9
R4141
1M
D4173
1N4007
D4176
1N4007
D4178
1N4007
D4179
1N4007
7
2
Vollständige Darstellung des die Nixie-Röhre ansteuernden Teil des Decoders
Seite 2- 55
ONCILLA
Es wurden bereits die Logikpegel der Flipflop-Aushänge der Zählstufen erwähnt:
Low-Pegel: -63V
High-Pegel: +50V
Es ist bei der später folgenden rechnerischen Betrachtung der Schaltung noch zu berücksichtigen,
daß sich in den Ausgangsleitungen der Flipflops Entkopplungswiderstände mit dem Wert 240kOhm
befinden.
Zur Erklärung der Funktion der Decodiermatrix wird zunächst deren oberste Zeile betrachtet:
Zunächst wird angenommen, daß alle Flipflops zurückgesetzt sind, das bedeutet, daß an den
Eingängen /A, /B, /C und /D ein Potential von +50V anliegt. Damit sperren D4102, D4104, D4106 und
D4108, das Potential der mit „0“ gekennzeichneten obersten waagrechten Ausgangsleitung der
Matrix ist demnach +28V, da kein Stromfluß über R4113 stattfindet. Damit hat aber auch das Gitter
von V4101A ein Potential von +28V, V4101 wird aufgesteuert, womit aber der Spannungsabfall über
R4112 zunimmt, was wiederum der Aufsteuerung entgegenwirkt. Es stellt sich ein Gleichgewicht ein,
bei dem über R4112 ungefähr 24V abfallen, es ist dann ein Anodenstrom von 2mA eingeprägt.
Dieser Strom fließt über die Anode von V4101A, die Kathode „0“ der Nixie-Röhre V6005, die Anode
der Nixie-Röhre und R4142 aus der +300V-Versorgung heraus.
Die Kathode „0“ der Nixie-Röhre leuchtet somit auf.
Nun wird geprüft, welcher Zustand sich an der zweitobersten waagrechten Ausgangsleitung der
Matrix, mit „1“ gekennzeichnet, einstellt. Das Ausgangssignal A der Zählstufen hat einen Pegel von
ungefähr –63V. Damit leitet D4115. Damit stellt sich auf der betrachteten Sammelleitung „1“ ein
negatives Potential ein (dessen exakter Betrag wird noch im weiteren Text betrachtet, er ist für die
aktuelle Betrachtung ohne Bedeutung). Dieses Potential ist dann aber auch am Gitter von V4101B
wirksam. Damit, der Betrag des negativen Potentials ist hinreichend hoch, wird V4101B gesperrt, die
Kathode „1“ der Nixie-Röhre bleibt dunkel.
Die Kathode „2“ der Nixie-Röhre bleibt ebenfalls dunkel, denn V4102A wird gesperrt, da D4121
leitend ist und sich damit ein negatives Potential am Gitter ergibt.
Die Kathode „3“ der Nixie-Röhre bleibt ebenfalls dunkel, denn V4102B wird gesperrt, da D4131 und
auch D4129 leitend ist und sich damit ein negatives Potential am Gitter ergibt.
Bei sinngemäßer Betrachtung aller Ausgangsleitungen ist zu erkennen, daß alle Kathoden, außer der
„0“ dunkel bleiben.
Nun wird angenommen, daß sich der Zählerstand auf „1“ erhöht hat.
Damit ergibt sich am Ausgang A ein Potential von +50V und am Ausgang /A ein negatives Potential.
Damit wird D4108 leitend, womit V4101A in der beschriebenen Weise sperrt, womit die Kathode „0“
der Nixie-Röhre erlischt.
Dagegen sperrt jetzt D4115, womit die zweitoberste Ausgangsleitung der Matrix, mit „1“
gekennzeichnet, ein Potential von +28V annimmt. Damit wird V4101B aufgesteuert, es fließt ein
Strom von ca. 2mA über die Kathode „1“ der Nixie-Röhre, diese leuchtet auf, es wird eine „1“
dargestellt.
Sinngemäß zu der bereits durchgeführten Betrachtung sind alle anderen Kathoden der Nixie-Röhre
stromlos.
Seite 2- 56
ONCILLA
Praktische Ausführung der Diodenmatrix, rechts die Matrix für die Einer-Stelle, links die, kleinere,
Matrix für die Zehner-Stelle.
Nun sollen die sich in den verschiedenen Zuständen der Schaltung einstellenden Spannungen
genauer betrachtet werden.
Zunächst wird der Fall des Stromflusses durch die betrachtete Kathode der Nixie-Röhre untersucht.
Es wurde bereits dargestellt, daß die aufgesteuerte Triodenstufe als Stromquelle arbeitet, mit einem
Ausgangsstrom von 2mA, was dem empfohlenen Brennstrom der Nixie-Röhre Z560M entspricht.
Über R4142 fällt dann eine Spannung von 10kOhm * 2mA = 20V ab. Der gewählte Wert von 10kOhm
ist ein Erfahrungswert, der in nahezu allen Nixie-Schaltungen zu finden ist. Er schützt die Nixie-Röhre vor
einem Überstrom bei einem Kurzschluß der ansteuernden Triode. Ein derartiger Fehler ist tatsächlich
einmal beobachtet worden.
Damit ergibt sich ein Potential der Anode der Z560M von 300V (Versorgungsspannung) – 20V
(Spannungsabfall an R4142) = 280V. Die Brennspannung der Z560M ist 130V, womit sich ein Potential
der Kathode von 150V ergibt.
Das Kathodenpotential der ansteuernden Triode beträgt ungefähr 24V, womit sich dann eine
Anodenspannung von 150V-24V = 126V über der ansteuernden Triode ergibt.
Nun wird der Fall des Sperrens der die Kathode der Nixie-Röhre ansteuernden Triode untersucht.
Der Low-Pegel am Ausgang der Flipflops ist –63V. Diese sind über einen Entkopplungswiderstand von
240kOhm an die Eingänge der Decodiermatrix angeschlossen.
Seite 2- 57
ONCILLA
Wenn eine der an die Ausgangsleitung angeschlossenen Dioden leitet, dann fließt ein Strom von:
28V – (-63V) / (1 Mohm + 240kOhm) = 73uA durch die Diode. Damit ergibt sich ein Spannungsabfall
von 73uA * 0,24MOhm = 17V am Entkopplungswiderstand, womit sich an der Kathode der leitenden
Dioden ein Potential von –63V + 17V = -46V einstellt. Dieses Potential ist praktisch auch am Gitter der
Triode wirksam, womit diese sperrt.
Wenn mehrere an eine Ausgangsleitung angeschlossene Dioden leiten, dann rückt das Potential des
Gitters weiter in die Nähe von –63V.
Von den Kathoden der Nixie-Röhren führen Widerstände mit dem Wert 1MOhm zu einer
Hilfsspannung von +220V. Diese haben den Zweck, bei sperrender Triode eine möglicherweise durch
Leckströme entstehende Glimmentladung an einer dunkelgesteuerten Kathode zu vermeiden,
indem die über der Entladungsstrecke verbleibende Spannung auf 280V (Anodenpotential der NixieRöhre) abzüglich 220V = 60V gehalten wird.
Blick auf die Nixie-Anzeigeröhren und die sie ansteuernden Trioden
Die Decoderschaltung in den Zehner-Zählstufen entspricht in ihrer Auslegung der bereits
besprochenen Decoderschaltung in den Einer-Zählstufen, es sind lediglich die Eingänge D und /D
sowie die Ausgänge 6 bis 9 weggelassen, da der maximal anzuzeigende Zählerstand 5 beträgt.
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ONCILLA
Die Erzeugung des Reset-Signals in der Einer-Zähldekade
Beim Zählen von Sekunden und Minuten soll die Einerstelle von „0“ bis „9“ gezählt werden. Beim
Erreichen des Zählerstandes „10“ wird dazu ein Reset-Impuls ausgelöst, der die Zähldekade auf „0“
zurücksetzt. Der Zählerstand „10“ steht hierbei so kurzzeitig an, daß er vom Betrachter nicht
wahrgenommen wird.
Beim Zählen von Stunden wird die Einerstelle nicht nur beim Erreichen der „10“ zurückgesetzt, sondern
auch dann, wenn, bei gleichzeitigem Vorhandensein der „2“ in der Zehnerstelle, die „4“ erreicht wird.
Der hierzu verwendete Resetimpuls wird mit einer besonderen Decodierschaltung erzeugt, die an
späterer Stelle besprochen wird.
Bedingt durch die Sperrschichtkapazität der Dioden der Decodiermatrix entstehen an den
Ausgangsleitungen der Decodermatrix bei Änderungen des Zählerstandes kurze Impulse, die zu
einem kurzzeitigen Durchschalten der zur Ausgangsleitung gehörigen Nixie-Kathode führen. Da es
sich hierum Impulslängen im unteren einstelligen Microcsekundenbereich oder noch darunter
handelt, wird dies vom Auge des Betrachters nicht wahrgenommen, bedarf also keiner
Gegenmaßnahmen.
Anders ist es, wenn man die Decodiermatrix dazu verwendet, den Resetpuls zu generieren. Die
ungewollten, kapazitiv gekoppelten Impulse reichen unter ungünstigen Umständen dazu aus, das
vorzeitige Rücksetzen der Zählstufe auszulösen, diese erreicht dann nicht mehr den Endwert „9“.
Ebenfalls muß in diesem Zusammenhang die Laufzeit durch die, asynchrone, Zählerkette betrachtet
werden. Der Zeitversatz zwischen Ein- und Ausgangssignal eines Flipflops beträgt ungefähr 3us. Beim
Übergang von einem Zählerstand auf den nächsten treten daher kurzzeitige Übergangszustände auf,
die ebenfalls zu störenden Impulsen an den Decoderausgängen führen können. Dies sei am Beispiel
des Übergangs vom Zählerstand „3“ auf den Zählerstand „4“ gezeigt:
Ursprünglicher Zählerstand :
Erstes Flipflop kippt:
Zweites Flipflop kippt:
Drittes Flipflop kippt:
011
010
000
100
3
2
0
4
Bei Betrachtung mit hoher Zeitauflösung wird also aus dem Übergang 3 => 4 der Übergang 3=> 2
=> 0 => 4.
Dem störenden Einfluß in den Übergangszuständen entstehender Impulse kann durch die
Verwendung eines Tiefpasses begegnet werden. Dies ist insbesondere innerhalb einer Digitaluhr
problemlos möglich, da hier die maximale Zählfrequenz lediglich 1Hz beträgt, die Begrenzung der
möglichen Zählfrequenz durch diesen Tiefpaß stellt somit keinen Nachteil dar.
Andererseits wird ein Resetimpuls mit ausreichender Amplitude und Flankensteilheit benötigt, um
mittels kapazitiver Kopplung einen gegenüber der –130V-Versorgung negativen Resetimpuls mit
ausreichender Amplitude erzeugen zu können.
Daher wird dem soeben erwähnten Tiefpaß ein Schmittrigger nachgeschaltet.
Mit dieser Zusammenschaltung wird auch eine minimale Länge des Resetpulses garantiert. Damit
wird ein nur teilweises Rücksetzen der Zählerkette vermieden. Wenn ein einzelnes Flipflop der
Zähldekade eine kürzere Reaktionszeit als die anderen Flipflops hätte, dann würde das vorzeitige
Rücksetzen dieses Flipflops die Decodierbedingung für das Auslösen des Resets beseitigen, der
Resetpuls würde abklingen, bevor alle Flipflops zurückgesetzt sind, der Zählerstand wäre nicht „0“.
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Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild:
Zählstufen
Decoder
QA
/QA
QB
/QB
/RESET
QC
/QC
QD
/QD
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
zur Nixie-Anzeige
Tiefpaß
10
Schmitttrigger
-130V
Takt zur Folgestufe
Blockschaltbild der Einer-Zählstufe mit Reset
Die bereits zur Ansteuerung der Nixie-Anzeige vorhandene Decodiermatrix wird um eine weitere
Ausgangsleitung zum Erkennen des Zählerstandes „10“ ergänzt. Diese steuert, wie bereits
beschrieben, über einen Tiefpaß einen Schmittrigger an. Dessen Ausgangssignal setzt, kapazitiv
gekoppelt, die Zählstufen zurück.
Das Taktsignal für die nachfolgende Zehner-Zähldekade wird jedoch direkt vom Ausgang QD der
Zählstufe abgegriffen, da dieses bereits die optimale Kurvenform und Amplitude zum Ansteuern einer
weiteren Zählstufe hat.
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Im Folgenden ist die Reset-Schaltung im Detail dargestellt.
+300V
E_/A
E_A
R4146
E_/B
E_B
82K
E_/C
E_C
1
+28V
R4143
1M
E_/D
E_D
V4106A
E92CC
R4144
2M2
10
6
C4101
68pF
D4184 D4185
1N4007 1N4007
D4188
1N4007
Tiefpaß
7
D4181
1N4007
Schmittrigger
+300V
R4940
27K
Reset
zu
Flipflops
R4941
27K
/RES_E_10
2
V4901A
E92CC
1
C4915
1nF
R4942
270K
R4945
270K
C4914
1nF
C4908
33pF
5
7
R4939
82K
-130V
V4901B
E92CC
7
6
R4147
1M
R4943
100K
R4946
100K
R4944
560K
R4947
12K
Die Reset-Schaltung im Detail
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Die Arbeitsweise bezüglich der Ausgangsleitung „10“ des Decoders entspricht dem bereits im
Zusammenhang mit der Anzeigenansteuerung Beschriebenen. Beim Erkennen des Zählerstandes
„10“ stellt sich ein Potential von +28V am Eingang des Tiefpasses aus R4144 und C4101 ein. Dieser
Tiefpaß hat eine Zeitkonstante von 150us. Das „Ruhepotential“ am Ausgang des Tiefpasses ist in der
Größenordnung von –45V, womit dann V4106A gesperrt ist. Ein dauerhaftes Anstehen des
Zählerstandes „10“ führt dazu, daß sich C4101 soweit in Richtung auf +28V auflädt, daß V4106A
aufgesteuert wird.
Damit sinkt das Anodenpotential von V4106 ab, diese Änderung führt, eingekoppelt über C4914 zum
Sperren von V901A, der Schmittrigger „kippt“, was zu einer steilen fallenden Flanke an der Anode von
V4901B führt.
Damit entsteht, mittels Differenzierung durch C4915, ein gegenüber der –130V-Versorgung negativer
Impuls, der zum Rücksetzen der Zählstufen verwendet wird.
Nun soll die Arbeitsweise der Schmittriggerschaltung im Detail betrachtet werden:
Die Grundstruktur der Schaltung ähnelt der des bereits besprochenen Flipflops. Es ist ebenfalls eine
Mitkopplung zwischen den beiden Röhrensystemen vorhanden.
Die Unsymmetrie der Spannungsteiler R4942 zu R4943/4 und R4945 zu R4946 führt dazu, daß nach
der Zuschaltung der Versorgungsspannung stets V4901A aufgesteuert wird, da sich hier stets ein
positiveres Gitterpotential als bei V4901B ergibt.
Wenn nun, durch ein negativ gerichtetes, über C4914 eingekoppeltes, Eingangssignal das Sperren
von V4901A erzwungen wird, dann führt dies, über R4945 zu einem Aufsteuern von V4901B, das
Anodenpotential von V4901B sinkt ab. Dieses Absinken wird durch C4908 beschleunigt.
Damit wird aber die positive Ansteuerung des Gitters von V4901A über R4942 reduziert. Für ein
Zurückkippen des Schmittriggers muß nun eingangsseitig eine positivere Spannung erreicht werden
als die Spannung, die ursprünglich das Kippen des Schmittriggers ausgelöst hat.
Damit entsteht die gewünschte Schalthysterese des Schmittriggers.
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Das folgende Oszillogramm zeigt die Arbeitsweise des Schmittriggers:
Oben (blau) Eingangssignal, an der Anode der treibenden Triode (V4106), 50V/DIV
Unten (gelb) Ausgangssignal des Schmittriggers, an der Anode von V4901B, 50V/DIV
(Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung des Schmittriggers
aufgenommen)
Deutlich ist die Wirkung der Hysterese zu erkennen.
Bei der Dimensionierung muß darauf geachtet werden, daß die Hysterese nicht zu groß ist, dann
würde der Schmittrigger nach der erstmaligen Auslösung nicht mehr „zurückkippen“.
R4939 dient der Beschleunigung des Schaltvorgangs, wäre R4939 nicht vorhanden ergäbe sich eine
Tiefpaßwirkung durch R4942 und C4914, die eine schnelle Potentialänderung am Gitter von V4901A
unmöglich machen würde.
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Im ungetriggerten Zustand können folgende Verhältnisse bestimmt werden:
Schmittrigger
+300V
R4940
27K
R4941
27K
+127V
+280V
0,75mA
2
V4901A
E92CC
1
7,2mA
R4942
270K
50V
V4901B
E92CC
R4945
270K
6
5
0,6mA
+77V
7
7
+34V
R4943/4
660K
R4946
100K
+77V
R4947
12K
Verhältnisse im ungetriggerten Zustand des Schmittriggers
Schritt 1:
Es ist bereits bekannt, daß V4901A aufgesteuert ist, während V4901B sperrt.
Schritt 2:
Es muß zunächst herausgefunden werden, ob in V4901A Gitterstrom fließt.
Es wird angenommen, daß dies nicht der Fall ist. Dann kann das Gitterpotential aus dem
Spannungsteiler aus R4941, R4942 und R4943/4 bestimmt werden:
300V * (660kOhm / [27kOhm + 270kOhm + 660kOhm] ) = 207V.
Dann fließt durch R4947 ein Strom von 207V / 12kOhm = 17mA.
Dieser Strom fließt auch durch R4940, womit sich ein Spannungsabfall von 17mA * 27kOhm = 459V
ergeben müsste. Dies ist aber nicht möglich, da die Versorgungsspannung nur 300V beträgt.
Also fließt Gitterstrom.
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Aus der Kennlinie kann nun der zu erwartende Spannungsabfall über der Röhre abgeschätzt werden:
Wenn die Röhre kurzgeschlossen wäre, dann würde ein Strom von 300V /( R4940 + R44947) = 300V /
(27kOhm + 12kOhm ) = 7,7mA fließen.
Kennlinienfeld der E92CC mit eingezeichneten Verhältnissen in V4901A
Es ist mit einem Spannungsabfall von 50V über der Röhre zu rechnen, wenn man die Reduktion des
Stromes durch den Spannungsabfall über der Röhre mit in die Abschätzung einbezieht.
Es fließt dann ein Strom von (300V – 50V) / (12kOhm + 27kOhm) = 6,4mA durch V4901A.
Damit ergibt sich ein Kathodenpotential von:
6,4mA * 12V = 77V.
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Das Gitter von V4901A liegt dann ebenfalls auf einem Potential von +77V.
Der Strom durch R4941 und R4942 ist dann (300V – 77V) / (27 kOhm + 270kOhm) = 0,75mA.
Durch R4943/4 fließt dann 77V / 660kOhm = 0,12mA.
Damit ergibt sich ein Gitterstrom von 0,75mA – 0,12mA = 0,6mA.
Schritt 3:
Nun kann auch das Potential der Anoden der beiden Röhrensysteme bestimmt werden:
Das Potential der Anode von V4901A ist das Kathodenpotential zuzüglich dem bereits ermittelten
Spannungsabfall von 50V über V4901A, das ist 77V + 50V = 127V.
Das Potential der Anode von V4901B, also dem Ausgang der Schaltung, ist 300V – (27kOhm *
0,75mA) = 280V.
Schritt 4:
Das Potential des Gitters von V4901B kann über den Spannungsteiler aus R4945 und R4946 bestimmt
werden, es ist 127V ( 100kOhm / [100kOhm + 270 kOhm]) = 34V.
Damit liegt an V4901B eine Gitterspannung von 34V - 77V = -43V an, womit die ursprüngliche
Annahme, daß V4901B sperrt bestätigt ist.
Nun werden die Verhältnisse im getriggerten Zustand betrachtet.
Durch C4914 wird ein zunehmend negativer werdendes Eingangssignal eingekoppelt, womit das
Potential des Gitters von V4901A zunehmend absinkt. Die Aussteuerung von V4901A geht zurück,
womit das Kathodenpotential absinkt und das Anodenpotential ansteigt. Das Absinken des
Kathodenpotentials wirkt der Ansteuerung zunächst entgegen.
Wenn jedoch das Anodenpotential von V4901A soweit angestiegen ist, daß das Gitter von V4901B
nur noch so wenig negativ gegenüber dem Kathodenpotential ist, daß die Aussteuerung von V4901B
beginnt, dann kippt die Stufe. Das ursprüngliche Absinken des Kathodenpotentials unterstützt den
Beginn der Ansteuerung von V4901B. Mit beginnender Aussteuerung von V4901B wird der bisher der
ursprünglichen Ansteuerung entgegenwirkende Stromfluß durch R4942 abgeschwächt, da das
Anodenpotential von V4901B absinkt.
Damit steigt das Anodenpotential von V4901A weiter an, womit die Aussteuerung von V4901B weiter
unterstützt wird.
Gleichzeitig steigt, mit zunehmender Aussteuerung von V4901B, das Kathodenpotential erneut an,
was wiederum die Wirkung des Eingangssignals in Bezug auf das weitere Sperren von V4901A
unterstützt.
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Wenn V4901A vollständig gesperrt ist, ergeben sich die folgenden Verhältnisse:
Schmittrigger
+300V
R4940
27K
R4941
27K
2
V4901A
E92CC
+125V
1
+280V
R4942
270K
V4901B
E92CC
R4945
270K
6
5
50V
C4914
1nF
7
7
+75V
R4943/4
660K
R4946
100K
+75V
R4947
12K
Verhältnisse im getriggerten Zustand des Schmittriggers
Schritt 1:
Es wird der Strom durch R4940, R495 und R4946 bestimmt, unter der Annahme, daß kein Gitterstrom
in V4901B fließt: 300V / [ 27kOhm + 270 kOhm + 100kOhm] = 0,75mA.
Damit ergibt sich ein Potential des Gitters von V4901B von 100kOhm * 0,75mA = 75V. Damit kann,
gemäß der bereits für den ungetriggerten Zustand durchgeführten Betrachtungen, davon
ausgegangen werden, daß gerade noch kein Gitterstrom fließt.
Es kann ein Kathodenpotential von 75V angenommen werden, das Kathodenpotential entspricht
also praktisch dem ungetriggerten Zustand.
Schritt 2:
Es wurde bereits gezeigt, daß man bei diesen Verhältnissen von einer Spannung von ungefähr 50V
über V4901B ausgehen kann. Damit ergibt sich ein Potential der Anode von V4901B von 75V +50V =
125V.
Es wurde bereits ein Strom von 0,75mA durch R4940 bestimmt, daraus folgt ein Potential der Anode
von V4901A von 300V – 0,75mA * 27kOhm = 280V.
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Schritt 3:
Ohne Wirkung des Eingangssignals ergäbe sich, wenn kein Gitterstrom in V4901 fließen würde, das
folgende Potential am Gitter von V4901A:
125V * ( R4943/4 / [R4943/4 + R4942] ) = 125V * 660kOhm / [ 660kOhm + 270kOhm] = 89V.
Damit ist das „Zurückkippen“ des Schmittriggers sichergestellt. Die Bedingung für das sichere
„Zurückkippen“ ist, daß die soeben ermittelte Spannung den Wert des Kathodenpotentials übersteigt.
Je größer der Wert von R4943/4 ist, desto größer ist die Hysterese des Schmittriggers.
Auf die Berechnung der Hysterese wird an dieser Stelle verzichtet, da dies nur unter Einbeziehung der
verschiedenen Quellwiderstände der speisenden Schaltung in deren jeweiligen Zuständen
geschehen kann, was zu einer sehr umfangreichen Betrachtung führen würde.
Die Erzeugung der Resetsignale und der Taktsignale für die
Folgestufe in der Zehner-Zähldekade
Bei der Zehner-Zähldekade werden zwei Reset-Signale benötigt:
Bei der Anzeige von Sekunden und Minuten soll mit dem Erreichen des Zählerstandes „6“ eine
Rücksetzung ausgelöst werden.
Beim Zählen von Stunden soll mit dem Erreichen des Zählerstandes „4“ bei der Einer-Zählstufe, wenn
die Zehner-Zählstufe den Wert „2“ erreicht hat, ein Rücksetzen sowohl der Zehner, als auch der EinerZählstufe ausgelöst werden.
Zwischen diesen beiden Möglichkeiten wird durch das Stecken von Jumpern ausgewählt, so daß
man eine für das Zählen von Stunden bzw. Minuten oder Sekunden identische Baugruppen einsetzen
kann.
Das Taktsignal für die Folgestufe kann nicht direkt vom Flipflop-Ausgang abgegriffen werden, da es
über ein Verbindungskabel zur Folgebaugruppe geführt wird. Die damit entstehenden
Streukapazitäten beeinträchtigen die korrekte Arbeitsweise des Flipflops.
Daher wird eine Treiberstufe vorgesehen, die aus dem Reset-Signal ein in Amplitude und Kurvenform
für die Ansteuerung der folgenden Zählstufe geeignetes Ausgangssignal bereitstellt.
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Das folgende Blockschaltbild stellt diese Schaltungsteile im Gesamtzusammenhang dar:
Einer
Decoder
Zählstufen
QA
/QA
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
QB
/QB
/RESET
QC
/QC
QD
/QD
zur Nixie-Anzeige
Tiefpaß
10
Schmitttrigger
4
-130V
Zehner
Zählstufen
/RESET
Takt
QA
/QA
QB
/QB
Decoder
0
1
2
3
4
5
zur Nixie-Anzeige
QC
/QC
Minuten
Sekunden
6
2
24
1
2
1
2
Takt zur Folgestufe
Tiefpaß
Schmitttrigger
Stunden
-130V
1
2
Stunden
-130V
Die Schaltungsteile zur Reset- und Taktsignalerzeugung im Gesamtzusammenhang
Es wird zunächst der Fall des Einsatzes als Sekunden- und Minutenzähler betrachtet. Dann ist die
orange markierte Steckbrücke gebrückt, die pink markierten Steckbrücken sind offen.
Mit dem Erreichen des Zählerstandes „6“ wird die Zehner-Zählstufe zurückgesetzt. Es wird ein Taktsignal
an die folgende Zähldekade ausgegeben.
Beim Einsatz als Stundenzähler sind dagegen die pink markierten Steckbrücken gebrückt, währen die
orange markierte Steckbrücke offen ist.
In den Decodermatrizen ist eine zusätzliche Ausgangsleitung vorgesehen, die beiden Matrizen
gemeinsam ist. Sie decodiert den Zählerstand „24“ Sie ist in der obigen Zeichnung durch grüne
Unterlegung hervorgehoben.
Beim Erreichen des Zählerstandes „24“ wird ein Reset der Zehner- und der Einer- Zähldekade
ausgelöst.
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Die Schaltung wird nun im Detail betrachtet.
Zehner-Stellen
Z_/A
Z_A
Von
Flipflops
Z_/B
Z_B
Einer-Stellen
Z_/C
Z_C
Von
Flipflops
+28V
R4308
E_/A
E_A
1M
+300V
J4012
CON2
E_/B
E_B
6
1
2
R4332
82K
E_/C
E_C
D4339
1N4007
D4342
1N4007
2
D4337
1N4007
E_/D
E_D
Brücken für
Einsatz bei
Minuten und
Sekunden
V4304B
E92CC
J4013
CON2
4
2
1
D4194
1N4007
D4196
1N4007
D4344 D4345
1N4007 1N4007
D4348
1N4007
2
5
Brücken für
Einsatz bei
Stunden
C4301
68pF
7
D4190 D4191
1N4007 1N4007
R4327
2M2
24
Resetsignale
J4014
CON2
1
2
/RES_Z_24
zu Einer-Stufe
+300V
Brücken für
Einsatz bei
Stunden
C4103
1nF
R4333
1M
-130V
R4949
27K
R4950
27K
/RES_Z_6_24
C4912
1nF
R4330
1M
zu Zehner-Stufe
2
V4902A
E92CC
1
-130V
R4951
270K
R4952
270K
7
R4948
82K
5
C4909
1nF
7
6
V4902B
E92CC
C4910
33pF
R4953
660K
R4954
100K
+300V
Taktsignal
zu FolgeZählstufe
R4329
220K
/TOG_Z_6
1
R4955
12K
R4958
C4911
133pF
R4956
270K
V4304A
E92CC
150K
6
R4957
150K
7
-130V
Die Schaltungsteile zur Reset- und Taktsignalerzeugung im Detail
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Hierbei wird jedoch nur auf die Unterschiede zur bereits betrachteten Schaltung der Einer-Stufe
eingegangen.
Im oberen Teil des Schaltbildes erkennt man die bereits besprochene Decodermatrix (auszugsweise
dargestellt) mit folgendem Tiefpaß und Verstärkerstufe. Linksseitig befindet sich ein Auszug aus der
Matrix der Einer-Stufe, rechtsseitig aus der Matrix der Zehner-Stufe.
Die Verstärkerstufe, mit V4304B, steuert den mit V4902 A/B aufgebauten Schmittrigger an. Dies
Dimensionierung dieser Schaltungsteile entspricht der Dimensionierung der bereits besprochenen
Einer-Stufe.
Die Verstärkerstufe mit V4304A stellt ein geeignetes Taktsignal zur Ansteuerung der Folgestufe bereit.
Mit C4911 wird die Steilheit der abfallenden Flanke hinreichend groß gemacht. Mit R4985 wird die
Amplitude des Signals auf einen geeigneten Wert reduziert.
Bei einem Low-Pegel an der Anode von V4902A steht an dieser ein Potential von 125V an. Mit dem
Spannungsteiler aus R4956 und R4957 ergibt sich damit ein Gitterpotential von –40V an V4304A,
womit V4304A sperrt.
Bei einem H-Pegel an der Anode von V4902A steht an dieser ein Potential von 280V an. Mit dem
Spannungsteiler aus R4956 und R4957 ergäbe sich damit ein Gitterpotential von +20V an V4304A,
wen kein Gitterstrom fließen würde, es ergibt sich ein Gitterpotential von 0V bei fließendem
Gitterstrom, V5304A wird in die Sättigung aufgesteuert, es fließt ein Anodenstrom von ungefähr
300V/220kOhm = 1mA, die verbleibende Restspannung über der Röhre ist kann mit weniger als 20V
aus dem Kennlinienfeld abgeschätzt werden.
Damit ergibt sich ein Low-Pegel des Taktisgnals von ungefähr 20V.
Der High-Pegel des Taktsignals wird durch R4329 und R4958 auf 300V * 150kOhm / [150kOhm +
220kOhm] = 120V begrenzt. Der Quellwiderstand des Signals im gesperrten Zustand von V4304A ist
220kOhm parallel 150kOhm = 90kOhm, womit sich eine hinreichend langsame ansteigende Flanke
ergibt.
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Die Zählstufen/Decoder-Baugruppen und die Nixie-Anzeige im Testbetrieb vor dem Einbau ins
Gehäuse
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Blick auf die Röhren der Decoders und der Zählstufen
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Die Zeitbasis im Detail
Die Übersicht über die einzelnen Stufen
Das folgende Blockschaltbild stellt die einzelnen Stufen der Zeitbasis dar.
100 Hz Halbwelle
Netz
230V
-
+
100Hz
Rechteck
100 Hz
Sinus
Schmittrigger
100Hz
Nadel
Pulsformer
Rechteck=>
Nadel
Monoflop/
Pulsformer
Nadel=>
Dreieck
100Hz
Dreieck
Schwingkreis
100 Hz
Teiler 1/10
(E1T)
Monoflop/
Pulsformer
Nadel=>
Dreieck
10 Hz
Dreieck
Teiler 1/10
(E1T)
Monoflop/
Pulsformer
Nadel=>
Dreieck
1Hz
Nadel
1Hz Zählpuls
Schmittrigger
Zu
Zähldekade
Sekunden
Blockschaltbild der Zeitbasis
Die Frequenz der Netzspannung von 50 Hz wird zunächst durch Brückengleichrichtung auf 100 Hz
verdoppelt. Über einen hochohmigen Widerstand wird ein auf 100 Hz abgestimmter Schwingkreis mit
dem 100 Hz-Halbwellensignal gespeist. An diesem baut sich dann eine praktisch
nullpunktsymmetrische Sinusspannung mit der Frequenz 100 Hz auf.
Die Frequenzverdopplung verringert die Abmessungen der Bauteile des Schwingkreises und
vereinfacht die Realisierung des Frequenzteilers erheblich, da man dann dekadische Zählröhren
verwenden kann.
Wie bereits beschrieben hat die Zwischenschaltung des Schwingkreises den Vorteil, daß kurzzeitige,
impulsartige Störungen keinen Einfluß auf die Genauigkeit der Uhr haben, da ihr Energieinhalt (bei
Einkopplung durch den hochohmigen Widerstand) im Vergleich zur im Schwingkreis gespeicherten
Energie klein ist.
Zudem zählt die Uhr beim Ausfall einer einzelnen Periode fehlerfrei weiter.
Das am Schwingkreis anliegende Sinussignal wird mit einem Schmittrigger in ein Rechtecksignal
umgewandelt. Das Ausgangssignal des Schmittriggers wird mit einem passiven Impulsformerglied in
negative Nadelimpulse umgewandelt.
Mit diesen wird ein weiterer Pulsformer angesteuert, der einen, zur Ansteuerung der Zählröhren E1T
geeigneten Dreieckimpuls erzeugt.
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ONCILLA
In der dann folgenden Teilerstufe, aufgebaut mit einer dekadischen Zählröhre E1T, wird das
hereinkommenden 100 Hz-Dreiecksignal um den Faktor 10 geteilt, die Stufe gibt wiederum ein
Dreiecksignal aus.
Die Verwendung einer dekadischen Zählröhre führt zu einer erheblichen Reduktion der Röhren- und
Bauelementeanzahl gegenüber einer Lösung mit binär arbeitenden Flipflops.
Eine weitere Teilerstufe teilt das 10 Hz-Signal noch einmal um den Faktor 10, so daß dann ein 1HzNadelimpulssignal bereitsteht. Dieses wird abschließend mit einem Schmittrigger auf die zum
Ansteuern der Sekunden-Zähldekade notwendige Flankensteilheit und Amplitude gebracht.
Die Frequenzverdopplung und der Schwingkreis
Die folgende Abbildung zeigt den Schwingkreis und die dazugehörigen Schaltungsteile im Detail.
Netz
230V
D1001
1N4007
D1003
1N4007
D1002
1N4007
D1004
1N4007
210V
R1001
39K/2W
100 Hz
Sinus
TAKT Ein/Aus
zu Schmittrigger
4H
R1002
27K
C1001
0,22uF
C1002
0,033uF
C1003
0,15uF
C1004
0,22uF
Der Schwingkreis und die dazugehörigen Schaltungsteile
Es wurde, auf Basis vorbereitender PSPICE-Simulationen, eine Trafo-Sekundärspannung von 210V
gewählt. Eine möglichst hohe Trafo-Sekundärspannung ist vorteilhaft, da dann der den Schwingkreis
speisende Widerstand hochohmig gewählt werden kann, womit die Dämpfung des Schwingkreises
verringert wird.
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Die verwendete Drossel hat, entgegen der Katalogangabe von 10H eine (gemessene) Induktivität
von 4,08H und einen Kupferwiderstand von 107 Ohm, sie wird als Ersatzteil für MarshallGitarrenverstärker verkauft.
Das Verhalten des Schwingkreises wurde anhand der folgenden Simulationsschaltung mit PSPICE
untersucht.
Die Simulationsschaltung
Es wurde ein Ausfall von 1,5 Halbwellen der Netzfrequenz, also von 15ms simuliert.
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Simulationsergebnis
Rote Kurve: Spannung „vor“ R1
Grüne Kurve: Spannung über dem Schwingkreis
Simulationsergebnis
Rote Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, mit höherer Auflösung dargestellt.
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Man erkennt, daß sich bei ungestörter Netzspannung eine Spannung von ungefähr 42Vp über dem
Schwingkreis aufbaut, die in Folge des kurzzeitigen Netzausfalls auf ungefähr 25Vp zurückgeht. Die
Ansprechschwelle des Schmittriggers liegt bei ungefähr 15Vp.
Der simulierte Netzausfall führt somit zu keiner Gangabweichung der Uhr.
Nun soll noch untersucht werden, wie empfindlich die Schaltung gegenüber Abweichungen der
Netzfrequenz ist. Es wird eine Netzfrequenz von 47,5 Hz angenommen, dieser Wert wird in der Praxis
niemals unterschritten.
Simulationsergebnis
Rote Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, mit höherer Auflösung dargestellt.
Die Netzfrequenz wurde auf 47,5 Hz reduziert.
Man erkennt einen leichten Rückgang der Amplitude von ca. 42V auf ca. 38V, die Pufferung des
Netzausfalls von 15ms erfolgt aber nach wie vor ohne Probleme.
C1001 bis C1004 wurden experimentell bestimmt, mit dem Kriterium der maximalen Amplitude über
dem Schwingkreis. Für diesen Abgleich wurden auf der Leiterplatte mehrere parallelgeschaltete
Anschlußpatterns für Folienkondensatoren vorgesehen. Ein derartiger Abgleich ist immer notwendig,
da man von großen Fertigungstoleranzen bei den verwendeten Drosseln ausgehen muß. Für C1001
bis C1004 werden Folienkondensatoren verwendet, da diese die geringsten Verluste haben.
Der optimale Wert für R1001 wurde ebenfalls experimentell ermittelt.
Mit dem Takt-Schalter besteht die Möglichkeit, zum Stellen der Uhr den Takt zu unterbrechen. Anstelle
des Eingangswiderstandes des Schmittriggers wird dann der praktisch identische Widerstand R1002
dem Schwingkreis parallelgeschaltet, auf diese Weise wird dem Aufbau zu hoher Spannungen über
dem Schwingkreis entgegengewirkt, die dann zu einem Blockieren des Schmittriggers nach dem
erneuten Zuschalten des Taktes führen könnten.
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Das nachfolgend abgebildete Oszillogramm zeigt das Ausgangssignal der Gleichrichterbrücke und
die Spannung über dem Schwingkreis.
Obere Kurve: Ausgangssignal der Gleichrichterbrücke, 100V/DIV.
Untere Kurve: Spannung über dem Schwingkreis, gemessen an V1001, Pin6, 10V/DIV
Die waagrechten Cursorlinien markieren das GND-Potential in Bezug auf die beiden dargestellten
Kurven, der Wert „2.00V“ in der rechten oberen Ecke ist ohne Aussage und soll ignoriert werden.
Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung von R1001 aufgenommen, R1001
betrug noch 150kOhm, nicht 39kOhm, daher erklärt sich die im Vergleich zur vorigen Betrachtung
reduzierte Amplitude der Spannung über dem Schwingkreis.
Deutlich ist die Filterwirkung des Schwingkreises zu erkennen, die starken Oberwellenanteile der
Ausgangsspannung der Gleichrichterbrücke werden nahezu vollständig durch den Schwingkreis
unterdrückt.
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Der Eingangs-Schmittrigger
In der folgenden Abbildung ist der Eingangs-Schmittrigger im Detail dargestellt. Diese Schaltung
wurde unverändert aus der Applikationsschrift „E1T Decade Counting Circuits“ der Firma Ericsson
übernommen.
+300V
R1003
56K 1W
R1005
8K2
R1004
56K 1W
+
C1007
22uF 350V
R1006
8K2
100 Hz Rechteck
2
1
zu Pulsformer
V1001A
E92CC
R1007
56K
C1008
100pF
6
5
7
R1010
56K
7
R1008
56K
100 Hz
Sinus
V1001B
E92CC
R1009
56K
C1006
0.47uF
R1011
12K
vom Schwingkreis
Der Eingangs-Schmittrigger
Die grundsätzliche Arbeitsweise eines Schmittriggers wurde bereits bei der Beschreibung der
Generierung der Reset-Signale innerhalb der Zähldekaden beschrieben.
Es sollen die Spannungsverhältnisse der Schaltung nun im Detail betrachtet werden:
Aufgrund der bekannten Arbeitsweise eines Schmittrigger kann angenommen werden, daß stets eine
der beiden Röhrensysteme, V1001A oder V1001B gesperrt ist.
Es wird angenommen, daß V1001B gesperrt ist.
Aufgrund der vorhandenen Mitkopplung ist eine direkte Berechnung der Verhältnisse nicht ohne
weiteres möglich, daher wurde nach dem Prinzip des „intelligenten Ratens“ vorgegangen. Hierbei
wurden willkürlich verschiedene Werte für den Strom durch R1011 angenommen. Danach wurde
geprüft, ob sich Widersprüche ergeben. Das Einsetzen von 4,7mA führte zum Erfolg. Diese Rechnung
ist im Folgenden dokumentiert.
Die in der folgenden Rechnung ermittelten Werte wurden durch Messungen am Prototyp mit
geringen Abweichungen bestätigt.
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Schritt 1:
Es wird ein Strom von 4,7mA durch R1011 angenommen.
Schritt 2:
Aus 4,7mA * R1011 = 4,7mA * 12kOhm folgt ein Kathodenpotential von 56,4V
Schritt 3:
Weiterhin wird angenommen, daß die Gitterspannung von V1001A Null ist und daß gerade noch kein
Gitterstrom fließt. Das Gitter von V1001A ist dann auf dem selben Potential wie die Kathode von
V1001A.
Schritt 4:
Durch R1008 fließt dann ein Strom von 56,4V / 56kOhm = 1mA. Dieser Strom fließt auch durch
R1007 und durch R1006. Damit ergibt sich an der Anode von V1001B ein Potential von 56,4V * 2 =
113V. Am Pluspol von C1007 ergibt sich ein Potential von 113V + 1mA * 8,2kOhm = 121V.
Schritt 5:
Durch R1003 parallel R1004 fließt dann ein Strom von (300V - 121V) / (28 kOhm) = 6,4mA.
Schritt 6:
Durch R1005 muß dann ein Strom von 6,4mA – 1mA (Strom durch R1006) fließen, das ist 5,4mA.
Schritt 7:
An R1006 fällt somit eine Spannung von 5,4mA * 8,2 kOhm = 44V ab.
Damit liegt die Anode von V1001A auf einem Potential von 121V – 44V = 77V.
Schritt 8:
Damit fließt durch R1009 und R101 ein Strom von 77V ( 2 x 56 kOhm ) = 0,7mA.
Schritt 9:
Damit fließt durch V1001A ein Strom von 5,4mA – 0,7mA = 4,7mA.
Schritt 10:
Das Potential des Gitters von V1001B ist dann 77V / 2 = 38,5V, das entspricht einer Gitterspannung
von 38,5V – 56,4V = -17V, womit das Sperren von V1001B bestätigt ist.
Schritt 11:
Ein Blick in das Kennlinienfeld der E92CC zeigt, daß bei einem Anodenstrom von 4,7mA und einer
Gitterspannung von 0V eine Spannung über der Röhre von 20V möglich ist.
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Schritt 12:
Nun wird die Widerspruchsfreiheit bezüglich der fließenden Ströme getestet. Die Summe der Ströme
durch R1011, durch R1008 und durch R1010 muß gleich dem Strom durch R1003/R1004 sein:
Strom durch R1011:
Strom durch R1008:
Strom durch R1010:
4,7mA
1mA
0,7mA
Summe:
6,4mA
Strom durch R1003/R1004:
6,4mA
Fazit:
Somit ist die Richtigkeit der ursprünglichen Annahme und der aus ihr gefolgerten Spannungen uns
Ströme gezeigt. Diese Ergebnisse wurden zudem durch Messungen am Prototyp bestätigt.
Die berechneten und die gemessenen Spannungen werden in der folgenden Tabelle
gegenübergestellt:
Messpunkt
C1007 (+)
V1001A Pin1 (Anode)
V1001A Pin6 (Steuergitter; sperrend)
V1001A Pin6 (Steuergitter; leitend)
V1001 Pin7
Gemessen
124V
82V
40V
55V
55V
berechnet
121V
77V
38,5V
56,4V
56,4V
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In der folgenden Skizze sind die ermittelten Ströme und Spannungen in das Schaltbild eingetragen.
+300V
6,4mA
R1003
56K 1W
R1004
56K 1W
5,4mA
121V
R1005
8K2
+
1mA
C1007
22uF 350V
R1006
8K2
100 Hz Rechteck
113V
77V
0,7mA
1mA
zu Pulsformer
2
V1001A
E92CC
1
4,7mA
R1007
56K
20,6V
6
C1008
100pF
V1001B
E92CC
R1009
56K
38,5V
5
56,4V
100 Hz
Sinus
7
R1010
56K
7
R1008
56K
C1006
0.47uF
56,4V
R1011
12K
vom Schwingkreis
4,7mA
Die Spannungs- und Stromverhältnisse am Eingangs-Schmittrigger
In der positiven Halbwelle des sinusförmigen Eingangssignals wird das Leiten von V1001A erzwungen,
womit dann V1001B sperrt. In der negativen Halbwelle des Eingangssignals wird das Sperren von
V1001A erzwungen, womit dann V1001B in die Sättigung aufgesteuert wird.
Damit erhält man am Ausgang ein Rechtecksignal mit der Frequenz des ansteuernden Sinussignals.
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In dem folgenden Oszillogramm sind das ansteuernde Sinussignal und das ausgehende
Rechtecksignal übereinandergelegt, so daß man die Hysterese des Schmittriggers bestimmen kann.
Sie beträgt ungefähr 3,6V
Ausgehende Rechteckspannung an V1001 Pin2 und steuernder Sinus an V1001 Pin6, willkürlich
übereinandergelegt, kein Massebezug.
Sinusspannung 10V/DIV, Rechteckspannung ebenfalls 10V/ DIV
Dieses Oszillogramm wurde vor der endgültigen Dimensionierung von R1001 aufgenommen, R1001
betrug noch 150kOhm, nicht 39kOhm, daher erklärt sich die im Vergleich zur vorigen Betrachtung
reduzierte Amplitude der Sinusspannung.
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Ausgehende Rechteckspannung an V1001 Pin2, die untere Cursorlinie kennzeichnet das
Massepotential. Die Skalierung ist 20V/DIV.
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Der Nadelimpuls-Former
Dieser Schaltungsteil wurde ebenfalls der schon erwähnten Applikationsschrift von Ericsson
entnommen. Das vom Schmittrigger kommende Rechecksignal wird mit C1009 differenziert. Mit
D1005 werden die positiven Anteile des differenzierten Signals kurzgeschlossen.
C1009
220pF
C1010
220pF
100 Hz Rechteck
100 Hz Nadel
D1005
1N4007
R1012
56K
Der Nadelimpuls-Former
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Das folgende Oszillogramm zeigt das Ein- und das Ausgangssignal der Schaltung.
Obere Kurve: Ausgangssignal des Schmittriggers an V1001/2, 50V/DIV
Untere Kurve: Ausgangssignal des Pulsformers, am Verbindungspunkt C1009/C1010, 10V/DIV
Die waagerechte Linien markieren die Massepotentiale. Die Angabe „0,50V“ in der rechten oberen
Bildschirmecke hat keine Bedeutung.
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Das Monoflop zur Erzeugung der Dreieckspulse für die
nachfolgende Teilerstufe
Diese Schaltung entspricht der allgemein üblichen, von vielen Herstellern verwendeten,
Pulsformerschaltung für die Erzeugung der speziellen Kurvenform, die zur Ansteuerung der
dekadischen Zählröhre E1T benötigt wird. Sie ist ebenfalls der bereits erwähnten Applikationsschrift von
Ericsson entnommen.
Die folgende Abbildung zeigt die benötigte Kurvenform.
Die zur Ansteuerung der E1T benötigte Kurvenform (Quelle: Ericsson)
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In der folgenden Abbildung ist die Schaltung im Detail dargestellt.
+300V
R2004
39K 2W
+300V
R2005
3K3
2
1
C2004
39pF
V2001A
E92CC
100 Hz
Nadel
C1010
220pF
V2001B
E92CC
R2001
5K6
6
5
R2009
100K
7
7
R2002
560K
R2006
4K7 1W
+156V
C2003
82pF
R2007
2K7
R2010
15K
C2005
6.8nF
R2008
1K
100 Hz
Dreieck
Die Pulsformerschaltung zur Erzeugung der Dreieckspulse im Detail
Im Ruhezustand der Schaltung ist V2001A leitend während V2001B gesperrt ist. Die Gittervorspannung
von V2001A ist Null. Der Stromfluß durch R2006 führt dann zu einer negativen Gitterspannung an
V2001B, womit das Sperren von V2001B bestätigt ist.
Ein nun über C1010 eingekoppelter negativ gerichteter Nadelimpuls erzwingt das Sperren von
V2001A. Damit nähert sich das Potential der Anode von V2001A der Betriebsspannung. Diese
Spannungsänderung wird über C2004 differenziert und führt zu einer weniger negativen
Gitterspannung an V2001B, womit V2001B aufgesteuert wird.
Da R2005 einen vergleichsweise niedrigen Wert gegenüber R2004 hat, hebt sich das
Kathodenpotential nun mit dem Gitterpotential von V2001B gegenüber dem Ruhezustand an.
Damit wird die den Vorgang auslösende, V2001A sperrende Ansteuerung in ihrer Wirkung verstärkt.
Der schnelle Potentialanstieg an den Kathoden wird über C2003 direkt an das Ausgangssignal
gekoppelt.
Die Ansteuerung von V2001B über C2004 nimmt jedoch nach dem Abklingen des Nadelimpulses mit
der Zeit wieder ab, wodurch das Kathodenpotential wieder absinkt. Damit wird das erneute
Aufsteuern von V2001A eingeleitet, das dann, über den Spannungsabfall an R2006, zum erneuten
Sperren von V2001B führt.
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Nun sollen die Spannungs- und Stromverhältnisse, zunächst im Ruhezustand, betrachtet werden:
V2001A hat eine Gitterspannung von 0V.
Die Summe der Im Anodenkreis liegenden Widerstände ist R2004 + R2006 + R2007 + R2008 = 39K
Ohm + 4,7kOhm + 2,7kOhm + 1 kOhm = 47,4 kOhm.
Die Betriebsspannung beträgt 300V.
Nun kann aus der Kennlinie der E92CC der Strom und die Spannung über V2001A bestimmt werden.
Zunächst wird die Arbeitsgerade, mit den Endpunkten 300V und 0mA sowie 0V und 300V / 47,4
kOhm, also 0V und 6,2mA eingezeichnet. Aus dem Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie
für die Gitterspannung 0V kann der Arbeitspunkt von V2001A abgelesen werden.
Bestimmen des Arbeitspunktes von V2001A im Ruhezustand
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Die Anodenspannung von V2001A beträgt 40V, der Anodenstrom beträgt 5,5mA.
Damit kann nun das Kathodenpotential bestimmt werden, es ist 5,5mA * ( 1kOhm + 2,7kOhm + 4,7
kOhm) = 46V. Am Prototyp wurde 42V gemessen.
Der Spannungsabfall über R2008 ist 5,5mA * 1kOhm = 5,5V. Das Gitter von V1B ist um 5,5mA
*4,7kOhm = 26V negativer als das Kathodenpotential.
Nun wird der Fall des vollständigen Aufsteuerns von V2001B, mit einer Gitterspannung von 0V,
betrachtet:
Zunächst wird die Arbeitsgerade, mit den Endpunkten 300V und 0mA sowie 0V und 300V / (R2005 +
R2006 + R2007 + R2008) , also 0V und 25,6mA eingezeichnet. Aus dem Schnittpunkt der
Arbeitsgeraden mit der Kennlinie für die Gitterspannung 0V kann der Arbeitspunkt von V2001B
abgelesen werden.
Bestimmen des Arbeitspunktes von V2001A im aktiven Zustand
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Die Anodenspannung von V2001A beträgt 110V, der Anodenstrom beträgt 15mA.
Damit kann nun das Kathodenpotential bestimmt werden, es ist 15mA * ( 1kOhm + 2,7kOhm + 4,7
kOhm) = 126V.
Der Spannungsabfall über R2008 ist 15mA * 1kOhm = 15V.
Die Spannung über R2008 erhöht sich also, ohne Berücksichtigung des Einflusses von C2003, um 15V
– 5,5V = 9,5V.
Der tatsächliche Spannungshub, also mit dem Einfluß von C2003, liegt wie die Messungen am
Prototyp zeigten bei 15,8V.
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Die folgenden Oszillogramme zeigen das Ausgangssignal der Schaltung, gemessen über R2008.
Amplitude der ausgangsseitigen Dreieckspannung, gemessen über R2008, 10V/DIV
Massepotential in Bildschirmmitte
Die Amplitude des Signals entspricht nahezu den Vorgaben von Ericsson.
Abfallzeit und Anstiegszeit der Dreieckspannung, alle Angaben wie vor
Das Zeitverhalten des Signals entspricht den Vorgaben von Ericsson.
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Die Teilerstufen
Das Funktionsprinzip der Röhre E1T
Die dekadische Zählröhre E1T abreitet nicht binär, also auf der Basis von zwei diskreten Zuständen
sondern mit 10 diskreten Zuständen, die die Ziffern 0 bis 9 repräsentieren. Diese, 1949 von Philips
erfundene, Röhre vereint die Funktionen Zählen, Speichern, Anzeigen, sie ist somit die erste
integrierte Digitalschaltung der Welt.
Die nachstehenden Skizze zeigen den schematischen Aufbau und das Schaltsymbol der Röhre.
Innerer Aufbau der E1T
Aus der rechteckigen Kathode wird ein bandförmiger Elektronenstrahl emittiert. Die Formung des
Elektronenstrahls geschieht auch mit Hilfe der Form und Anordnung des Steuergitters und des
Beschleunigungsgitters g1 und g2. Die Winkellage des Strahls wird durch die Spannung zwischen den
Ablenkplatten D und D‘ bestimmt, ähnlich wie es von einer Oszillografenröhre her bekannt ist.
Der Elektronenstrahl trifft auf die positiv vorgespannte Schlitzelektrode g4 (auch als Lochmaske
bezeichnet) auf. Wenn der Elektronenstrahl auf einen metallischen Bereich zwischen den Öffnungen
trifft, dann wird der gesamte Strahlstrom von der Schlitzelektrode aufgenommen.
Wenn der Elektronenstrahl jedoch auf eine Öffnung der Schlitzelektrode gerichtet ist, dann gelangt er
zu einem großen Teil durch diese Öffnung hindurch auf die Anode a2 und zu einem weiteren Teil auf
den Leuchtschirm der Röhre. Es ergibt sich ein rechteckiger, grüner Leuchtfleck.
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Die einzelnen möglichen Positionen der Leuchtflecke sind durch auf dem Glaskolben der Röhre
aufgedruckte Ziffern gekennzeichnet, so daß der in der Röhre gehaltenen Zählerstand direkt
abgelesen werden kann.
Das Schaltsymbol der E1T
Der entscheidende Schritt zum digitalen Bauelement ist nun, wie auch beim binär arbeitenden
Flipflop, das Hinzufügen einer Mitkopplung, durch Verbindung der Ablenkplatte D‘ mit der Anode a2.
Wenn nun der Elektronenstrahl auf eine Öffnung in der Schlitzelektrode gerichtet ist, dann nimmt, wie
bereits beschrieben, der Strom aus der Anode a2 zu. Damit sinkt aber ihr Potential ab, denn sie ist
über einen (hochohmigen) Widerstand mit der positiven Versorgungsspannung verbunden.
Damit wird aber auch das Potential an der Ablenkplatte D‘ gleichermaßen geringer. Das bedeutet,
daß sich der Ablenkwinkel des Elektronenstrahls in Richtung des Gegenuhrzeigersinns (Bezug: Skizze
auf der vorigen Seite) ändert.
Die folgende Skizze zeigt die Kennlinie der (mitgekoppelten) Röhre mit eingezeichneter
Arbeitsgerade. Auch hier erkannt man, daß sich nur diskrete Arbeitspunkte einstellen können.
Nun wird das Verhalten am Punkt „a“ untersucht.
Der Elektronenstrahl trifft hierbei auf die Öffnung „0“ der Schlitzelektrode, aber mit einem leichten
Versatz im Gegenuhrzeigersinn, also in Richtung auf die „1“, (Bezug zur Aufbauskizze), so daß ein Teil
des Strahlstroms von der Schlitzelektrode aufgenommen wird.
Der Elektronenstrahl werde nun, aufgrund eines externen Einflusses, in Richtung des
Gegenuhrzeigersinns hin abgelenkt. Dann trifft ein größerer Teil des Strahlstroms auf die
Schlitzelektrode auf, womit der Strom aus a2 zurückgeht, was zum Anstieg des Potentials von a2 führt.
Damit wird aber auch D‘ positiver, womit dann der Strahl von D‘ mehr angezogen wird, der
ursprünglichen Ablenkung wird also entgegengewirkt.
Nun werde der Elektronenstrahl im Uhrzeigersinn abgelenkt, also mehr in die Öffnung „0“ hinein. Damit
sinkt das Potential an a2 und auch an D‘ ab. De Strahl wird von der negativer werdenden
Ablenkplatte D' mehr abgestoßen, womit der ursprünglichen Ablenkung entgegengewirkt wird.
Der folgende Kreuzungspunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie ist dagegen instabil. Der Strahl trifft
hier mit einem Versatz im Uhrzeigersinn auf die Öffnung „1“ auf. Wenn sich der Strahl weiter in die
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Öffnung hineinbewegt, dann nimmt der Strom aus a2 zu, D‘ wird negativer womit die Bewegung des
Strahls in die Öffnung hinein, also im Gegenuhrzeigersinn, unterstützt wird.
Es ist offensichtlich, daß diese Betrachtung für alle Öffnungen in der Schlitzblende gleichermaßen gilt.
Durch die Verbindung von a2 und D‘ entsteht eine Mitkopplung, die den Strahl stets auf eine der der
10 stabilen Positionen, bei denen der Strahl mit einem leichten Versatz im Gegenuhrzeigersinn, auf
die Öffnungen in der Schlitzelektrode trifft, zwingt.
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Kennlinie der E1T mit dazugehöriger Beschaltung
Der Punkt „a“ in der obigen Kennlinie entspricht der Darstellung der Ziffer „0“. Es fällt auf, daß die
Anodenströme der verschiedenen Positionen nicht identisch sind. Dies ist für eine eindeutige und
stabile Zählabfolge notwendig und wird zum Einen durch eine zusätzliche waagrechte Öffnung in der
Schlitzelektrode unterhalb der Öffnungen „5“ bis „9“ bewirkt (in vorstehender Skizze des Aufbaus
sichtbar), zum Anderen durch eine Kombination aus leicht unterschiedlicher Größe der den einzelnen
Zahlen zugeordneten Schlitzen und einer vom Ablenkwinkel abhängigen Defokussierung des
Elektronenstrahls.
Nach dem ersten Einschalten der Röhre (oder nach einem Unterbrechen des Strahlstroms durch
einen negativen Puls am Steuergitter) stellt sich zunächst der stabile Arbeitspunkt ein, bei dem der
kleinste Anodenstrom fließt, denn dieser wird ja bei einem Anstieg des Stroms vom Nullpunkt als erster
erreicht.
Dies ist der Punkt „a“ in der Kennlinie, er entspricht der Anzeige einer „0“.
Wenn man jetzt einen positiven Impuls auf die Ablenkplatte D gibt, dann wird der Strahl im
Gegenuhrzeigersinn (Bezug zur Skizze des inneren Aufbaus) abgelenkt. Bei geeigneter Amplitude und
Gestalt des Pulses gelangt er dabei in die nächstfolgende stabile Stellung, der Zählerstand der Röhre
hat sich um eins erhöht.
Hierbei ist von entscheidender Bedeutung, daß sich das Potential der Anode a2 und der Ablenkplatte
D‘ aufgrund des hochohmigen Anodenwiderstandes und der Streukapazität C nach Masse nicht
sprunghaft ändern kann, so daß der Potentialanstieg durch die steile Vorderflanke des Pulses an der
Ablenkplatte D nicht durch einen, ansonsten beim zwischenzeitlichen Auftreffen des Strahls auf die
metallische Oberfläche der Schlitzelektrode entstehenden, Potentialanstieg an a2 und D‘
kompensiert wird.
Das Potential von a2 und D‘ stellt sich dann in der durch den Arbeitswiderstand und die Streukapazität
gegebenen Zeit auf den neuen Gleichgewichtswert ein.
Eine schnell abfallende Rückflanke des Zählimpulses würde dann jedoch, gemäß den bereits
beschriebenen Mechanismus, wieder zu einer Rückablenkung des Strahls führen. Daher muß der
Zählimpuls eine langsam abfallende Rückflanke haben.
Nun wird die bereits erwähnte Spezifikation des Zählimpulses verständlich, die im Folgenden noch
einmal wiedergegeben ist.
Die zur Ansteuerung der E1T benötigte Kurvenform (Quelle: Ericsson)
Es können Zählfrequenzen bis zu 30 kHz, mit speziellen Schaltungen bis zu 100 kHz, erreicht werden.
Es wird berichtet, daß man mit einem negativ gerichteten Zählimpuls die E1T zum Rückwärtszählen
veranlassen kann. Weiterhin führt ein Zählimpuls doppelter Amplitude zu einer Erhöhung des
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Zählerstandes um zwei. Die Vorgabe einer Spannung an der Zusammenschaltung von a2 und D‘
ermöglicht des Setzen des Zählerstandes, etwa zum Aufbau eines Vorwahlzählers.
Mit dem Erreichen des Zählerstandes „10“ soll der Zählerstand der Röhre wieder auf „0“ zurückgesetzt
werden. Gleichzeitig soll ein Zählimpuls an die Folgestufe ausgegeben werden.
Hierzu ist die Rückstellanode a1 vorhanden. Bei weiterer Ablenkung des Strahls aus der Position „9“
heraus trifft dieser auf die Rückstellanode. Damit wird, über eine zusätzliche Impulsformerschaltung,
ein negativ gerichteter Rückstellimpuls auf das Steuergitter der Zählröhre gegeben. Damit wird der
Strahlstrom unterbrochen, bei erneuter Freigabe des Strahls wird zuerst der stabile Arbeitspunkt
erreicht, der dem geringstem Strahlstrom zugeordnet ist, das ist die Stellung „0“.
Die Impulsformerschaltung erzeugt gleichzeitig einen Dreieckimpuls für das Zählen der Folgestufe.
Röhre E1T im Einsatz als Teiler von 100 Hz zu 10 Hz, durch die Belichtungszeit erscheinen die
Leuchtpunkte als gleichzeitig leuchtend, obwohl zu jeder Zeit immer nur ein Leuchtpunkt leuchtet.
Seite 2- 99
ONCILLA
Das folgende Oszillogramm zeigt den Spannungsverlauf an der Verbindung a2/D‘. Der aufmerksame
Leser wird feststellen, daß nur 9, und nicht wie erwartet 10, diskrete Spannungsniveaus vorhanden
sind. Der Grund liegt in der zusätzlich wirkenden Tastkopfkapazität, womit der Rücksprung der
Zählröhre auf die „1“ und nicht auf die „0“ erfolgt. Ohne angeschlossenen Tastkopf arbeitet die
Zählstufe einwandfrei.
Treppenspannung an E1T Pin5 (V2002), Verbindung von a1 und D‘, 50V/DIV mit Tastkopf 1/100
Seite 2- 100
ONCILLA
Die Schaltung im Detail
Die verwendete Schaltung entspricht der in der bereits erwähnten Applikationsnote von Ericsson
angegebenen Standardschaltung für eine Zählstufe mit der E1T, die sich praktisch nicht von der von
Philips angegebenen Standardschaltung unterscheidet.
Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung einer Teilerstufe, die Teilerstufen für 100Hz zu
10Hz und für 10Hz zu 100 Hz sind bis auf eine Ausnahme identisch ausgeführt. Bei der Teilerstufe 10Hz
zu 1Hz ist die Diode entsprechend zu D2001, entsprechend Ericsson, nicht vorhanden.
Der Grund liegt darin, daß die Diode zur Verkürzung des Rücksetzvorgangs dient, der in allgemeinen
Anwendungen die Zählfrequenz begrenzt und die Frequenz in der Folgestufe nur ein Zehntel der
Frequenz in der Eingangsstufe beträgt. Bei den hier vorkommenden geringen Frequenzen hätte man
die Diode wahrscheinlich auch in der ersten Teilerstufe weglassen können.
Teilerstufe 100 Hz => 10 Hz
Monoflop / Pulsformer
+300V
R2011
39K
C2006
220pF
+300V
+300V
+300V
R2019
39K 2W
R2020
3K3
R2015
10K
+300V
TP2001
l
g4
5
9
+300V
10
D
D'
g2
V2003B
E92CC
6
+300V
5
47K
4
R2024
150K
R2018
560K
2
7
g1
C2009
68pF
R2017
5K6
6
R2013
100Hz
V2003A
E92CC
C2007
D2001 6800pF
1N4007
R2014
330K
k, g3, g5
7
a1
2
R2016
1M
a2
8
1
7
1
V2002A
R2021
4K7
3
E1T
C2008
68pF
R2012
15K
+156V
+11.9V
R2022
2K7
R2025
15K
C2010
680pF
10Hz_Carry
R2023
1K
Vollständige Schaltung einer Teilerstufe
Der von der Resetanode, a1, abgenommene, negativ gerichtete, Resetpuls gelangt, über C2006,
auf den Eingang einer Monoflop/Pulsformerschaltung. Diese Schaltung entspricht exakt der bereits
beschriebenen Pulsformerschaltung vor der ersten Teilerstufe. Der verstärkte, immer noch negativ
gerichtete, Resetpuls gelangt über C2007 an das Steuergitter der Zählröhre. Damit wird, wie bereits
beschrieben, der Elektronenstrahl unterbrochen, woraufhin er nach dem Ende des Resetpulses die
Anfangsstellung „0“ einnimmt.
Seite 2- 101
ONCILLA
Weiterhin gibt die Monoflop/Pulsformerstufe über C2010 einen Dreieckspuls in der bereits
beschriebenen Art an die Folgestufe aus.
Der Arbeitswiderstand für die Anode a2 wurde in R2015 und R2016 aufgeteilt, damit man an TP2001
das, dann praktisch um den Faktor 100 untersetzte, Signal an der Anode a1 messen kann, ohne
durch die Tastkopfkapazität das korrekte Arbeiten der Zählröhre zu beeinträchtigen.
Das folgende Oszillogramm zeigt den Signalverlauf an der Resetanode a1 in Beziehung zum
Signalverlauf an der Anode a2.
Obere Kurve: Treppenspannung an Anode a2 (V2002 Pin5), 100V/DIV.
Untere Kurve; Spannung an der Resetanode (V2003 Pin2) 1 V/DiV, AC-gekoppelt.
Die Amplitude des Resetpulses ist –1,74V.
Seite 2- 102
ONCILLA
Die folgenden Oszillogramme zeigen den Spannungsverlauf am Steuergitter g1 und der Kathode der
Zählröhre:
Spannungsverlauf am Steuergitter g1 ( Pin2) der E1T (V2002),20V/DIV.
Spannungsverlauf an der Kathode der E1T (V2002 Pin3), 10V/DIV
Der Strahlstrom geht während des Anliegens des Rücksetzimpulses von praktisch 1mA auf Null
zurück.
Seite 2- 103
ONCILLA
Die benötigten Hilfsspannungen werden für beide Teilerstufen gemeinsam mit einem Spannungsteiler
erzeugt.
+300V
R2043
68K 1W
+156V
R2042
68K 1W
+11.9V
R2041
5K6
C2016
0.47uF
Erzeugung der Hilfsspannungen
Die folgende Abbildung zeigt die Teilerstufen im Testbetrieb.
Die Teilerstufen im Testbetrieb
Seite 2- 104
ONCILLA
Der „unsichtbare“ Einsatz der E1T als Frequenzteiler war seinerzeit durchaus üblich, wie folgende
Aufnahme aus dem Inneren eines Präzisionstimers von Philips zeigt.
Eine E1T als „unsichtbarer“ Teiler in einem Präzisionstimer von Philips
Seite 2- 105
ONCILLA
Der ausgangsseitige Schmittrigger
Das verstärkte Reset-Signal der zweiten Teilerstufe hat die zum Zählen der Sekunden benötigte
Frequenz von 1Hz. Es wird, parallel zum zur Zählröhre zurückgehenden, verstärkten Rücksetzsignal
über C2015 ausgekoppelt und mit einem Schmittrigger auf eine zum Ansteuern der Flipflops
ausreichende Amplitude und Steilheit der abfallenden Flanke gebracht.
Über J3001 und C3001 besteht die Möglichkeit, ein von einem DCF77-Empfänger kommendes 1HzSignal einzuspeisen. Wenn diese Möglichkeit genutzt wird, dann muß der bereits beschriebene
Schalter zum Abschalten des Takts in der „Aus“-Stellung stehen.
Schmittrigger
Monoflop / Pulsformer
gehört zur Teilerstufe 10Hz => 1Hz
+300V
+300V
Resetpulse
von/zu
E1T
+300V
R2034
39k 2W
R2035
3k3
C2012
6800pF
C2015
68pF
R3002
27K
R3004
27k
V3001A
E92CC
V2005A
E92CC
R3901
270K
C3901
33pF
R3903
270K
2
V2005B
E92CC
1
C2014
68pF
2
1
1Hz
V3001B
E92CC
R2032
5k6
6
5
6
5
R2039
150k
R3904
50K
7
7
7
7
R2033
560k
R3902
560K
R2036
4k7
C2013
68pF
R2037
2k7
R3003
12K
R2038
1k
J3001
MF6
DCF-77-Empfänger
(optional)
+300V
1
2
3
4
5
6
H1A
H1B
C3001
68pF
Der ausgangsseitige Schmittrigger und der DCF77-Eingang, dargestellt im Zusammenhang mit der
Pulsformerschaltung der zweiten Teilerstufe
Die Schaltung des Schmittriggers entspricht nahezu vollständig der Schaltung, die bereits im
Zusammenhang mit der Erzeugung der Resetimpulse auf den Zähldekadenbaugruppen
beschrieben wurde, sie wird daher an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben.
Seite 2- 106
ONCILLA
Das Netzteil im Detail
Das Prinzip
Digitale Röhrenschaltungen reagieren sehr empfindlich auf Schwankungen der
Versorgungsspannung oder auch auf ein zu großes Abweichen vom Nominalwert.
Daher werden stabilisierte Ausgangsspannungen von 300V, 170V, -130V zur Versorgung der
Zählstufen und der Zeitbasis benötigt. Hierzu werden lineare Spannungsregler mit Leistungstrioden
vorgesehen. Glimmentladungsröhren dienen als Referenzquelle
Es wurde auf die bekannte Standardschaltung mit der Leistungstriode 6080 ( entspricht der 6AS7)
zurückgegriffen, die nur geringfügig angepaßt und modifiziert wurde. Die 6080 ist eine Triode mit
besonders geringem Innenwiderstand. Die 6080/6AS7 wird auch heute noch für HiFi-Verstärker
hergestellt.
Spannungsregler mit Leistungstrioden im Netzteil
Neben den Anodenversorgungsspannungen für die Röhren wird noch eine, ebenfalls stabilisierte,
Hilfsspannung von 28V für die Decoder sowie eine unstabilisierte Hilfsspannung von +220V für die
Nixie-Ansteuerung benötigt. Es wird eine Wechselspannung von 210V zur Speisung des Schwingkreises
der Zeitbasis benötigt. Nicht zuletzt wird auch eine Wechselspannung von 6,3V für die Röhrenheizung
benötigt, aufgeteilt auf mehrere getrennte Heizkreise , die auf unterschiedlichen Potentialen liegen.
Seite 2- 107
ONCILLA
Die Vorgehensweise
Die realisierte Netzteilschaltung lehnt sich an die Schaltung des Netzteils des Impulsgenerators
HP214A aus dem Jahr 1968 von Hewlett-Packard an. Das sehr ausführliche Handbuch zu diesem
Gerät stammt aus einem ehemaligen Militärbestand und wurde bei Ebay ersteigert.
Stabilisiertes Netzteil mit der 6AS7/6080 in einem Frequenzzähler von Hewlett-Packard, ein diesem
sehr ähnliches Netzteil wurde in dem beim Entwurf des beschriebenen Netzteils verwendeten
Manual von Hewlett-Packard beschrieben
Seite 2- 108
ONCILLA
Die Ermittlung des Stromverbrauchs und die Auslegung des
Netzteils
Der erste Schritt bei jedem Entwurf eines Netzteils ist die Feststellung des zu erwartenden Verbrauchs
der zu speisenden Verbraucher. Bei der im Folgenden dokumentierten Abschätzung wird von der
ursprünglich entworfenen Schaltung ausgegangen, die später erfolgten Schaltungsänderungen
wurden nicht rückgetragen, sie sind jedoch durch die im ursprünglichen Entwurf eingeplanten
Reserven abgedeckt.
Der Verbrauch der Zeitbasis
Spannung 210V (AC):
Es wird ein Verbrauch von 5mA abgeschätzt
Spannung 6,3V (AC), auf GND-Potential:
Der Heizstrom einer Röhre E92CC beträgt 400mA.
Der Heizstrom einer Röhre E1T beträgt 300mA.
Es sind die folgenden Röhren vorhanden:
5 * E92CC und 2 * E1T, damit 5 * 400mA + 2 * 300mA, entsprechend 2A + 0,6A = 2,6A.
Spannung + 300V
Es sind die folgenden, relevanten, Strompfade vorhanden, für die die Ströme bereits im Rahmen der
Schaltungsanalyse bestimmt wurden. Für den Fall unterschiedlicher Stromaufnahmen bei
verschiedenen Schaltzuständen wurde stets die höchstmögliche Stromaufnahme berücksichtigt.
V1001 A/B
V2001 A/B
V2003 A/B
V2002
R2041/42/43
V2005 A/B
V2004
V3001 A/B
Summe:
Pulsformer Sinus/Rechteck
Monoflop
Monoflop
Teiler 100Hz => 10Hz
Teiler Hilfsspannungen
Monoflop
Teiler 10Hz => 1Hz
Ausgangsstufe
6,4mA
19mA
19mA
1mA
2,2mA
19mA
1mA
8mA
75,6mA
Seite 2- 109
ONCILLA
Der Verbrauch der Zählstufen
Insgesamt sind 3 Einer-Zähldekaden mit je 4 Flipflops und 3 Zehner-Zähldekaden mit je 3 Flipflops
vorhanden. Das bedeutet eine Summe von 3 * 4 + 3 * 3 = 21 Röhren E92CC bzw. Flipflops.
Spannung 6,3V (AC), auf Potential –130V:
Die Kathoden aller Röhren in den Flipflops der Zählstufen liegen auf einem Potential nahe der –130VVersorgung. Die Spannung zwischen Heizfaden und Kathode darf einen gegebenen Maximalwert
nicht überschreiten, da es sonst zu Überschlägen kommt.
21 Röhren E92CC * 400mA / Röhre = 8,4A.
Spannung +170V
Der dauerhaft aufgenommene Strom eines Flipflops beträgt 3,7mA. Damit ergibt sich ein
Stromverbrauch von 21 * 3,7mA = 77,7 mA.
Spannung –130V
Die Flipflops „liegen zwischen“ der +170V-Versorgung und der –130V-Versorgung, also wird auch aus
der –130V-Versorgung ein Strom von 77,7mA aufgenommen.
Der Verbrauch der Decoder
Insgesamt ist die folgende Anzahl an Röhren E92CC vorhanden:
3 Decoder für Einerstellen mit je 6 Röhren
3 Decoder für Zehnerstellen mit je 4 Röhren
Summe:
=> 18 Röhren
=> 12 Röhren
30 Röhren
Damit wird ein Heizstrom von 30 Röhren E92CC * 400mA = 12A benötigt.
Spannung + 300V:
Es sind insgesamt 6 Nixie-Anzeigeröhren vorhanden, bei denen stets nur eine Kathode Strom führt. Pro
Nixie-Röhre fließen 2,5mA, womit sich ein Gesamtstrom von 2,5mA * 6 = 15mA ergibt.
Spannung + 220V (unstabilisiert)
Es wird mit einem Gesamtstrom von 1mA, für alle Decoder/Anzeigen gemeinsam, gerechnet.
Spannung +28V
Insgesamt sind 6 Stellen vorhanden, pro Stelle wird maximal ein Strom von 10 Matrixausgängen *
88uA = 0,88mA benötigt, das ergibt insgesamt 6 Stellen * 0,88mA = 5,3mA.
Seite 2- 110
ONCILLA
Der Gesamtverbrauch
Der Verbrauch der einzelnen Schaltungsteile wird, getrennt für die einzelnen Spannungen, summiert:
Spannung 210V (AC):
Zeitbasis:
Summe:
5mA
5mA
Zeitbasis:
Decoder:
Summe:
2,6A
12A
14,6A
Zählstufen:
Summe:
8,4A
8,4A
Spannung + 300V:
Zeitbasis:
Decoder:
Summe:
75,6mA
15mA
90,9mA
Spannung + 220V (unstabilisiert):
Decoder:
Summe:
1mA
1mA
Spannung +170V:
Zählstufen:
Summe:
77,7mA
77,7mA
Spannung –130V:
Zählstufen:
Summe:
77,7mA
77,7mA
Spannung +28V
Decoder:
Summe:
5,3mA
5,3mA
Seite 2- 111
ONCILLA
Die Auslegung
Das Netzteil wurde mit erheblichen Reserven ausgelegt, da zum Zeitpunkt des Entwurfs spätere,
umfangreiche Schaltungsänderungen mit einer möglichen Erhöhung des Strombedarfs nicht
ausgeschlossen werden konnten.
Bei dem konkreten Detailentwurf der Netztransformatoren wurde dann, im Sinne der optimalen
Ausnutzung der Trafokerne, die im Folgenden angegebene Aufteilung der Heizkreise auf
verschiedene Sekundärwicklungen noch verändert.
Spannung 210V (AC):
Bedarfsabschätzung:
5mA
Auslegung auf: 10mA
P=2,1W
14,6A
Auslegung auf: 2 Wicklungen je 10A
P = 126W
8,4A
Auslegung auf: 10A
P = 63W
90,9mA
Auslegung auf: 160mA
P = 48W
Spannung + 300V:
Spannung + 220V (unstabilisiert):
1mA
Spannungsteiler aus +300V
77,7mA
P = 27W
77,7mA
P = 21W
5,3mA
Auslegung auf: 10mA
P = 0,3W
Spannung +170V:
Spannung –130V:
Spannung +28V
In der Summe ergibt sich eine Ausgangsleistung von 287W.
Zu dieser kommen dann noch die Verluste im Netzteil und die Heizleistung der Röhren im Netzteil
hinzu.
Seite 2- 112
ONCILLA
Die Schaltung für +300V im Detail
Die qualitative Herleitung der Schaltung
Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip der verwendeten Stabilisierungsschaltung.
V5101A
6080
2
3
+300V
1
Unstabilisiert
V5102A
EF80
7
R5103
1M5
R5111
100K
R5110
68K 2W
9
+Ug2
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
2
Schritt 1: Prinzip der Stabilisierungsschaltung
V5103 ist eine Glimmstabilisator-Röhre des Typs 85A2. Über dieser Röhre fällt eine praktisch konstante,
nur gering vom durchfließenden Strom abhängige, Referenzspannung von nominell 85V ab. Damit
liegt das Kathodenpotential von V1502 nominell auf +85V.
Das Potential des Steuergitters von V1502A ist, mit dem Verhältnis des Spannungsteilers aus R5111,
P5101 und R5112 zur Ausgangsspannung proportional.
Es sei vorweggenommen, daß sich die Schaltung so in einen Gleichgewichtszustand einstellt, daß
sich am Steuergitter ein Potential einstellt, das Kathodenpotential von nominell 85V abzüglich der
verbleibenden Gitterspannung von V5102A, im unteren einstelligen Voltbereich, einstellt.
Es sei nun angenommen, die Ausgangsspannung sinke, etwa aufgrund eines stärker werdenden
Ausgangsstroms, ab. Dann sinkt auch zwangsläufig das Potential des Steuergitters von V5102A
gegenüber dem konstantgehaltenen Kathodenpotential ab. Damit geht aber der Anodenstrom
durch V5102 zurück. Damit steigt das Potential der Anode von V5102 an.
Die Anode von V5102A ist mit dem Steuergitter der Längstriode V5101A verbunden. Das Potential
dieses Gitters wird somit ebenfalls positiver. Damit wird aber die Längstriode weiter aufgesteuert,
womit dem zunächst angenommenen Rückgang der Ausgangsspannung entgegengewirkt wird.
Seite 2- 113
ONCILLA
Wenn, im umgekehrten Fall, angenommen wird, daß sich die Ausgangsspannung erhöht, etwa
durch einen Anstieg der Eingangsspannung, dann führt dies dazu, daß das Potential des Steuergitters
von V5102 positiver wird. Damit nimmt der Anodenstrom durch V5102 zu. Das Potential der Anode
von V5102 sinkt, womit auch das Potential des mit ihr verbundenen Steuergitters von V5101A sinkt.
Damit geht die Aufsteuerung von V5101A zurück, was dem Anstieg der Ausgangsspannung
entgegenwirkt.
Man erkennt, daß die Ausgangsspannung gegenüber Schwankungen der Last und der
Eingangsspannung konstantgehalten wird.
Die Speisung des Glimmstabilisators aus der stabilisierten Ausgangsspannung (über R5110) sorgt für
einen von der Höhe der Eingangsspannung unabhängigen Stromfluß durch diesen.
Um ein kurzzeitiges Einbrechen der Ausgangsspannung bei impulsförmiger Belastung zu vermeiden,
werden parallel zum Ausgang geschaltete Kondensatoren (C5108, C5109, C5110) vorgesehen. Da
es sich hier um einen Regelkreis handelt, müssen weiterhin Kompensationsmaßnahmen vorgesehen
werden, um eine Oszillation des Regelkreises auszuschließen.
V5101A
6080
2
Unstabilisiert
3
+300V
+
1
+
C5108
C5109
C5110 R5118
100uF 400V 100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W
V5102A
EF80
7
R5103
1M5
C5107
0,22uF
R5111
100K
R5110
68K 2W
9
+Ug2
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
2
Schritt 2: Erweiterung um Komponenten, die das dynamische Verhalten der Schaltung bestimmen
Hierzu muß die Gesamtverstärkung des Regelkreises bei der Frequenz, bei der die Laufzeit durch den
Regelkreis so groß ist, daß eine Phasendrehung von 180° auftritt (also die Gegenkopplung zur
Mitkopplung wird) kleiner als 1 sein. Dies wird durch C5107 bewirkt.
Parallel zu den Ausgangskondensatoren wird ein Entladewiderstand (R5118) vorgesehen, der bei
lastfreiem Betrieb für eine Entladung der Ausgangskondensatoren sorgt. Da Elkos eine bei hohen
Frequenzen nicht vernachlässigbare Inneninduktivität besitzen, wurde zusätzlich noch der
Folienkondensator C5110 dem Ausgang parallelgeschaltet.
Seite 2- 114
ONCILLA
Die Schirmgitterspannung wird, über den mit R5108 und R5109 gebildeten Spannungsteiler, wie
bereits die Versorgung des Glimmstabilisators, aus der stabilisierten Ausgangsspannung abgeleitet,
womit sich dann ein von der Eingangsspannung unabhängiger Arbeitspunkt von V5102 ergibt.
V5101A
6080
2
Unstabilisiert
3
+300V
+
1
+
C5108
100uF 400V
C5109
C5110 R5118
100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W
R5103
1M5
7
R5108
18K
V5102A
EF80
C5107
0,22uF
R5109
68K
9
R5111
100K
R5110
68K 2W
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
2
Schritt 3: Hinzufügen der Schirmgitterversorgung
Das „Hochlaufen“ der Ausgangsspannung ist dadurch gewährleistet, daß ein auf Kathodenpotential
oder noch negativer liegendes Schirmgitter den Anodenstrom durch V5102 vollständig sperrt, womit
dann jedoch das Steuergitter von V5101A auf dem Potential der Eingangsspannung liegt. Damit wird
das volle Aufsteuern von V5101A bewirkt.
Seite 2- 115
ONCILLA
Um einen höheren Ausgangsstrom möglich zu machen, werden zwei Triodensysteme der 6080
parallelgeschaltet. Serienwiderstände in den Gitterkreisen verhindern hochfrequente Selbsterregung
der Schaltung. Die Kathodenwiderstände sorgen für eine gleichmäßige Stromaufteilung zwischen
den Röhrensystemen.
V5101B
6080
4
R5107
1K
R5106
68R
5
6
Unstabilisiert
+300V
V5101A
6080
+
+
R5105
68R
2
3
C5109
C5110 R5118
100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W
1
C5108
100uF 400V
R5103
1M5
R5104
1K
V5102A
EF80
7
R5108
18K
R5109
68K
9
C5107
0,22uF
R5111
100K
R5110
68K 2W
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
2
Schritt 4: Verdopplung des Ausgangsstroms durch Parallelschalten eines zweiten Triodensystems
Seite 2- 116
ONCILLA
Die Schaltung wird durch eine Schmelzsicherung gegen Kurzschlüsse am Ausgang geschützt. Mit
einer Glimmlampe wird das Vorhandensein der Ausgangsspannung angezeigt. Die Glimmlampe ist
bewußt „vor“ der Sicherung angeordnet, damit der Anwender bei durchgebrannter Sicherung vor der
nach wie vor, auch bei bereits abgeschaltetem Netz, vorhandenen Spannung über den
Kondensatoren zu warnen.
V5101B
6080
4
R5107
1K
R5106
68R
5
6
F5101
250mAT
Unstabilisiert
+300V
V5101A
6080
+
+
R5117
470K
R5105
68R
2
3
C5109
C5110 R5118
100uF 400V 1uF 400V 100K / 2W
DS5101
LAMP NEON
1
C5108
100uF 400V
R5103
1M5
R5104
1K
V5102A
EF80
7
R5108
18K
R5109
68K
9
C5107
0,22uF
R5110
68K 2W
R5111
100K
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
2
Schritt 6: Hinzufügen von Sicherung und Anzeigelampe
Zur Speisung der Stabilisierungsschaltung wird die von einer Sekundärwicklung des Trafos kommende
Wechselspannung mit einem Brückengleichrichter gleichgerichtet und mit einem
Elektrolytkondensator geglättet.
Der Strombegrenzungswiderstand R5101 verhindert einen übergroßen Stromstoß beim Einschalten
des Geräts, in diesem Moment wirkt der noch entladene Glättungskondensator praktisch als
Kurzschluß. Der Entladewiderstand R5102 sorgt für das Entladen von C5105 im Fehlerfall, wenn kein
Stromfluß durch die Längstriode möglich ist.
Die zu den Dioden des Brückengleichrichters parallelgeschalteten Kondensatoren verhindern
Störungen, wie sie beim Abreißen des Stroms durch die Dioden im Nulldurchgang der
Wechselspannung entstehen können. Hier kann es, ohne diese Kondensatoren, zu gedämpften
Schwingungen im Zusammenwirken mit der Streuinduktivität des Netztrafos kommen.
Weiterhin wurde noch, entsprechend der Schaltung von Bruegmann, ein Parallelkondensator zur
Glimmstabilisatorröhre vorgesehen, um mögliches Rauschen des Glimmstabilisators zu unterdrücken.
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ONCILLA
Die in der folgenden Abbildung dargestellte Schaltung ist vollständig und entspricht der praktischen
Ausführung.
1
C5101
1n 2kV
D5102
1N5408
2
D5101
1N5408
C5103
1n 2kV
R5101
10R
1
2
1
2
Netz
+
C5105
250uF/450V
R5102
100K / 2W
1
C5104
1n 2kV
2
C5102
1n 2kV
D5103
1N5408
D5104
1N5408
V5101B
6080
4
R5107
1K
R5106
68R
5
6
F5101
250mAT
+300V
V5101A
6080
+
+
R5117
470K
R5105
68R
2
3
DS5101
LAMP NEON
1
C5108
C5109
C5110 R5118
100uF 400V 100uF 400V1uF 400V100K / 2W
R5103
1M5
R5104
1K
V5102A
EF80
7
R5108
18K
R5109
68K
9
C5107
0,22uF
R5110
68K 2W
R5111
100K
8
P5101
2
3386P 10K
1
R5112
39K
1
V5103
85A2
C5106
10nF
2
Schritt 7: Hinzufügen von Gleichrichter und Ladekondensator, vollständige Schaltung.
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ONCILLA
Für die Heizung der Längstriode wird eine separate, hier nicht dargestellte, Heizwicklung vorgesehen,
die einseitig mit den Kathoden der Längstriode verbunden ist. Damit wird das Zustandekommen von
übermäßig hohen Spannungen zwischen Kathoden und Heizkreis verhindert. Der benötigte Heizstrom
ist 2,6A.
Die Dimensionierung der Schaltung
Schritt 1: Betrachtung der Verhältnisse an der Längstriode 6080
Es soll ein Ausgangsstrom von bis zu 160mA bereitgestellt werden. Im Datenblatt der 6080 wird als
maximaler Auslegungswert für den Anodenstrom eines Systems der 6080 der Wert 100mA
angegeben. Damit ist das Parallelschalten von zwei Systemen notwendig.
Kennlinienfeld der 6080 Quelle: Philips
Damit ergibt sich ein Strom von bis zu 80mA pro Röhrensystem. Dem Kennlinienfeld kann hierbei, bei
einer Gitterspannung von 0V, ein Spannungsabfall von 25V entnommen werden. Da dies der absolut
kleinstmögliche Wert ist, ist es sinnvoll, für die weitere Schaltungsauslegung eine Reserve
hinzuzugeben und einen Spannungsabfall von 40V über der Röhre einzuplanen.
An den Kathodenwiderständen R5105 bzw. R5106 (68 Ohm, nach Hewlett-Packard) fällt eine
Spannung von 80mA * 68Ohm = 5,4V ab.
Die gewünschte Ausgangsspannung ist 300V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte Spannung
von 300V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 345V an den Anoden der Längstriode
6080.
Seite 2- 119
ONCILLA
Schritt 2: Betrachtung der Welligkeit der Eingangsspannung und des Ladekondesators
Dem Wert des Ladekondensators (C5105) sind durch die Baugröße, aber auch durch den mit
größerem Wert immer mehr ansteigendem Spitzenwert des Ladestroms nach oben hin Grenzen
gesetzt. Aus diesen praktischen Erwägungen heraus wird der Wert 250uF vorgesehen.
Die Welligkeit kann mit der Vereinfachung, die Zeit, in der der Kondensator aufgeladen wird als
praktisch Null anzunehmen, mit für die Praxis hinreichender Genauigkeit abgeschätzt werden. Er wird
dann währen der gesamten Halbperiode des Netzes, also für 10ms mit dem maximal
angenommenen Ausgangsstrom des Netzteils entladen.
Es ergibt sich eine Welligkeit von i * t / c = 160mA * 10ms / 250uF = 6,3V.
Schritt 3: Bestimmung des minimalen Scheitelwertes der Wechselspannung
Der Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden beträgt ungefähr 1,4V.
Der Spannungsabfall über dem Strombegrenzungswiderstand wird, unter Annahme einer Ladezeit
von ¼ einer Netzhalbwelle, mit 10 Ohm * 160mA * 4 = 6,4V abgeschätzt.
Damit ergibt sich ein minimaler Scheitelwert von
345V
+ 6,3V
+ 6,4V
+ 1,4V
----------= 359V
minimale Spannung an den Anoden, bereits bestimmt
Welligkeit
Strombegrenzungswiderstand
Gleichrichter
Dies entspricht einem Effektivwert von 359V / 1,41 = 255V.
Schritt 4: Bestimmung der nominellen Trafo-Sekundärspannung
Der soeben bestimmte minimale Effektivwert von 255V soll bei einer Netzunterspannung von 10%
noch anstehen. Damit ergibt sich eine nominelle Trafo-Sekundärspannung von 255V / 0,9 = 283V eff.
Schritt 5: Betrachtung der Verhältnisse bei 5% Netzüberspannung
Bei einem dauerhaften Betrieb mit 5% Netzüberspannung sollen alle Bauteile innerhalb ihrer
Spezifikation betrieben werden.
Es ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 283V * 1,05 = 297V, der Scheitelwert ist dann 420V.
Das bedeutet, daß der vorgesehene Ladekondensator mit einer Dauerbetriebsspannung von 450V
problemlos betrieben werden kann. Im Leerlauf, wenn die Röhren kurz nach dem Einschalten noch
nicht geheizt sind und somit kein Anodenstrom fließt, ist mit einer Spannungsüberhöhung um 10% zu
rechnen, über dem Ladekondensator liegen dann 462V an. Auch dies ist unbedenklich, der
Kondensator ist für kurzzeitige Überspannungen bis 525V spezifiziert.
Die Anodenverlustleistung der 6080 (Summe beider Systeme) ist dann nicht größer als (420V – 300V) *
160mA = 19,2W. Das Datenblatt gibt eine maximale Verlustleistung von 13W pro Anode, also 26W für
beide Systeme gemeinsam, an, die hier bei weitem nicht erreicht wird.
Seite 2- 120
ONCILLA
Schritt 6: Bestimmung des Vorwiderstandes für den Glimmstabilisator (R5110)
Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Um die
Verlustleistung in R5110 nicht zu groß werden zu lassen, wird jedoch ein reduzierter, jedoch noch im
spezifizierten Bereich liegender Strom von 3mA vorgesehen. Die nominelle Brennspannung ist 85V.
Damit ergibt sich ein Wert für R5110 von (300V – 85V) / 3mA = 72kOhm, es wird der Normwert
68kOhm gewählt. Die Verlustleistung ist (300V – 85V)2 / 68kOhm = 0,7W.
Schritt 7: Bestimmung der Spannungsteilerwiderstände für die Schirmgitterversorgung von V5102
Die Schirmgitterspannung von V5102 (EF80) soll, entsprechend der „typical operating characteristics“
im Datenblatt 170V betragen. Damit liegt das Schirmgitter auf einem Potential von 85V
{Kathodenpotential} + 170V = 255V.
Damit liegen über R5108 300V {Ausgangsspannung} – 255V = 45V an. Der typische
Schirmgitterstrom bei einer Schirmgitterspannung von 170V ist laut Datenblatt 2,5mA.
Damit ist es sinnvoll, R5108 wie folgt zu dimensionieren: 45V/2,5mA = 18kOhm.
Die Schirmgitterspannung von 170V soll auch dann nicht überschritten werden, wenn der
Schirmgitterstrom Null sein sollte. Damit folgt für R5109: 170V / 2,5mA = 68kOhm.
Mit dieser Dimensionierung wird eine Überlastung des Schirmgitters ausgeschlossen, im normalen
Betriebsfall wird jedoch die Schirmgitterspannung den Wert 170V nicht erreichen. Die praktische
Erprobung der Schaltung hat jedoch gezeigt, daß sie mit der angegebenen Dimensionierung
einwandfrei arbeitet.
Schritt 8: Dimensionierung des Spannungsteilers zur Rückführung der Ausgangsspannung
Zunächst muß der notwendige Einstellbereich der Ausgangsspannung bestimmt werden. Die Toleranz
der Brennspannung der 85A2 ist (absolut) 4V. Die durch die resultierende Gitterspannung der EF80
gegebene Abweichung wird mit (absolut) 5V angenommen. Das ergibt eine Summe von (absolut)
9V.
Damit ist ein Einstellbereich von +/-10V, bezogen auf den Ausgang des Spannungsteilers bei einer
Spannung von 300V am Ausgang, in jedem Fall ausreichend.
Der Wert von P5101 wird, aus praktischen Gründen, auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben
erfolgten Definition des Einstellbereichs liegt über P5101 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein
Strom von 20V/10kOhm = 2mA durch P5101 und auch durch R5111 und durch R5112.
Wenn sich P5101 in der Mittelstellung befindet und eine Spannung von 300V an den Spannungsteiler
angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5101 eine Spannung von 85V gegen Masse
einstellen. Damit liegt über R5112 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an.
Der Wert von R5112 ist somit 75V / 2mA = 37,5kOhm, es wird der Normwert 39kOhm gewählt.
Unter den soeben formulierten Bedingungen ergibt sich ein Potential von 85V + 10V = 95V am
„oberen Anschluß“ von P5101. Damit liegt über R5111 eine Spannung von 300V – 95V =205V an.
Schritt 9: Dimensionierung der Ausgangskondensatoren und des Kompensationskondensators
Enstprechend Hewlett-Packard wurde ein Wert von 220uF für den Ausgangskondensator (C5108 und
C5109, parallel mit C5110) vorgesehen.
Seite 2- 121
ONCILLA
In der Originalschaltung betrug die Zeitkonstante des Kompensationskondensators (hier C5107) und
es oberen Spannungsteilerzweiges (hier R5111) 51nF * 300kOhm = 15ms. Um diese Zeitkonstante
beizubehalten ist ein Wert von 51nF * 300kOhm/100kOhm = 153nF erforderlich, es wird der
nächstgrößere Normwert 220nF gewählt, um eine Sicherheitsreserve zu haben.
Schritt 10: Dimensionierung der Entladewiderstände (R5102 und R5118)
Die Entladewiderstände sollen zum Einen möglichst hochohmig sein, um die an ihnen entstehende
Verlustleistung möglichst klein zu halten, zum Anderen dürfen sie auch nicht zu groß sein, damit nach
einer nicht allzu langen Wartezeit nur noch eine ungefährliche Spannung über den Kondensatoren
vorhanden ist.
Die Spannung über dem Ladekondensator (C5105, 250uF) beträgt im Nominalfall 400V. Nach einer
Minute soll eine ungefährliche Spannung von kleiner 48V erreicht werden.
Zunächst muß die zur Erfüllung dieser Bedingung notwendige Zeitkonstante aus Kondensator und
Entladewiderstand bestimmt werden:
U = Uo * e –t/tau
U/Uo = e –t/tau
48V/400V = e –60s/tau
ln(48V / 400V) = -60s/tau
-2,12 = -60s/tau
2,12 * tau = 60s
tau = 60s / 2,12
tau = 28s
tau = RC
tau/C = R
28 s / 250uF = 112kOhm.
Es wird der nächstliegende Normwert 100kOhm gewählt.
Die Verlustleistung ist dann, bei 5% Netzüberspannung, 420V2 / 100kOhm = 1,76W. Es wird ein 2WMetallfimwiderstand mit ausreichender Spannungsfestigkeit (500V) gewählt.
Diese Dimensionierung wurde auf R5118 übertragen.
Schritt 11. Dimensionierung der Sicherung und des Vorwiderstandes der Anzeigelampe
Der Nennwert der ausgangsseitigen Sicherung (F5101) wurde auf das praktisch 1,5-fache des
maximalen Ausgangsstroms, auf 250mA festgelegt.
Als Brennspannung der Anzeigelampe DS5101 wurde 60V angenommen. Es soll ein Strom von 0,5mA
durch die Glimmlampe fließen. Damit ergibt sich der Vorwiderstand R5117 zu (300V – 60V) / 0,5mA =
480kOhm, es wird der nächstliegende Normwert 470kOhm gewählt.
Verschiedene Details
Der Wert der Gittervorwiderstände R5107 und R5108 von 1kOhm wurde ebenfalls von HewlettPackard übernommen.
Der Wert des Anodenwiderstands von V5102, R5103, wurde ebenfalls von Hewlett-Packard
übernommen.
Seite 2- 122
ONCILLA
Mit R5115 und R5116 (hier nicht dargestellt) wird der V5102B speisende Heizkreis zum Massepotential
hin symmetriert.
Für den Gleichrichter wurden Dioden des Typs 1N5408, mit einer Sperrspannung von 1000V und
einem Nennstrom von 3A ausgewählt.
Der Spannungsteiler zur Erzeugung der Hilfsspannung +220V für die
Nixie-Ansteuerung
Der Spannungsteiler zur Erzeugung der Hilfsspannung +220V ist auf der gleichen Baugruppe wie die
soeben beschriebene Schaltung untergebracht.
Es wird von einem konstanten Stromfluß von 1mA aus dieser Spannung heraus ausgegangen. Damit
kann man sich die angeschlossenen Verbraucher als einen Widerstand mit dem Wert 220kOhm /
1mA = 220kOhm denken. Der Querstrom durch den Spannungsteiler soll doppelt so groß sein wie
der Ausgangsstrom, also 2mA. Damit ergibt sich der Wert für R5114 zu 220V / 2mA = 110kOhm.
Der Wert für R5113 ergibt sich entsprechend zu (300V – 220V) / (1mA + 2mA) = 26,7kOhm, gewählt
wird der nächstliegende Normwert 27kOhm.
Die Testergebnisse
Da der „endgültige“ Transformator zum fraglichen Zeitpunkt noch nicht vorhanden war konnte der
erste Test des Netzteils nur mit einer reduzierten Eingangsspannung von 248Veff (das ist 88% des
Nominalwertes von 283V) vorgenommen werden. Dennoch zeigten sich einwandfreie Ergebnisse.
Es wurden die folgenden Potentiale gemessen:
-
Pluspol C5105:
Ausgang (nach Abgleich P5101):
V5102/3 Pin1:
V5102 Pin2:
346V
302V
86V
81V
-
Also ist die Gitterspannung von V5102 81V – 86V Ug= -5V
-
V5102 Pin8:
-
Also ist die Spannung zwischen Anode und Kathode von V5102 (Pin8->Pin1): 166V,(berechnet
wurde170V
252V
Es zeigte sich eine praktische Unabhängigkeit der Ausgangsspannung (unbelastet) von der (variierten)
Eingangsspannung:
UE (vor Gleichrichter)
251,3V
276V
240V
UA
300V
302V
300V
Seite 2- 123
ONCILLA
Bei einer Eingangsspannung von 276V (vor dem Gleichrichter) wurde die Änderung der
Ausgangsspannung bei wechselnder Last gemessen:
RLast
8
1,99kOhm
Ilast
0
151mA
UA
302V
301V
Die Spannung wird praktisch konstantgehalten.
Der Innenwiderstand des Ausgangs der Stabilisierungsschaltung ist somit du/di = 1V / 0,15A = 6,7
Ohm
Die Stabilisierungsschaltung für +300V im Testbetrieb
Seite 2- 124
ONCILLA
Weiterhin wurde das dynamische Verhalten der Stabilisierungsschaltung untersucht. Hierbei wurde ein
Lastsprung vom Leerlauf zur Vollast und von der Vollast zum Leerlauf ausgeführt. In beiden Fällen
zeigte sich ein Verhalten des Regelkreises nahe dem aperiodischen Grenzfall, womit die richtige
Bemessung der Kompensationselemente bestätigt wurde.
Spannungsverlauf am Ausgang der Stabilisierungsschaltung für 300V bei Übergang vom Leerlauf auf
Belastung mit 150mA; 0,5VDIV, AC-Kopplung.
Die Ausgangsspannung sinkt kurzzeitig um 0,5V ab. Die Nachregelung erfolgt in 250ms. Der
statische Regelfehler ist wegen der AC-Kopplung nicht sichtbar.
Seite 2- 125
ONCILLA
Spannungsverlauf am Ausgang der Stabilisierungsschaltung für 300V bei Übergang von 150mA
Laststrom zum Leerlauf 0,5V/DIV, AC-Kopplung.
Die Ausgangsspannung steigt kurzzeitig um 0,5V an. Die Nachregelung erfolgt in 250ms. Der
statische Regelfehler ist wegen der AC-Kopplung nicht sichtbar.
Seite 2- 126
ONCILLA
Die qualitative Betrachtung der Schaltung
Die verwendete Schaltung entspricht im Wesentlichen der bereits besprochenen Schaltung für
+300V.
Es ergibt sich lediglich eine prinzipielle Änderung: Zum vollständigen Sperren der Längstrioden wird ein
Gitterspannung in der Größenordnung von –100V benötigt. Damit muß das Potential an der Anode
der ansteuernden Verstärkerröhre auf 170V (Ausgangsspannung) – 100V (Gitterspannung) = 70V
absinken. Dies ist aber unmöglich, wenn das Kathodenpotential durch den als Referenz verwendeten
Glimmstabilisator auf +85V festgelegt ist.
Daher wird der Glimmstabilisator nun dazu verwendet, den Fußpunkt des Spannungsteilers auf –85V
vorzuspannen. Die Kathode der Verstärkerröhre wird an Masse gelegt. Die Schaltung befindet sich
dann im Gleichgewichtszustand, wenn das Potential am Abgriff des Spannungsteilers dem
Massepotential abzüglich der sich einstellenden Gitterspannung der Verstärkerröhre entspricht.
Die Äquivalenz beider Plazierungen der Referenzquelle in Bezug auf die Wirkungsweise der Schaltung
wird sofort erkennbar, wenn man die Schaltung abstrakt als Operationsverstärkerschaltung darstellt.
Seite 2- 127
ONCILLA
Die Kathode der Verstärkerröhre ist dabei der nichtinvertierende Eingang, denn eine Anhebung des
Kathodenpotentials bewirkt eine Anhebung des Potentials des Ausgangs. Das Steuergitter der
Verstärkerröhre ist hierbei der invertierende Eingang, denn eine Anhebung des Potentials des
Steuergitters bewirkt ein Absinken der Ausgangsspannung.
+
+85V
Ausgang
Ausgang
+
-
-
V5303
85A2
-85V
V5303
85A2
ursprüngliche Schaltung
modifizierte Schaltung
-85V
V5303
Ausgang
-
85A2
+
modifizierte Schaltung, anders dargestellt
Illustration der gleichen Wirkungsweise der ursprünglichen und der modifizierten Schaltung
Die ursprüngliche Schaltung entspricht der bekannten Schaltung eines nichtinvertierenden Verstärkers.
In der modifizierten Schaltung erkennt man sofort die bekannte Grundschaltung des invertierenden
Verstärkers.
Zur Bereitstellung der benötigten negativen Spannung wird die Gleichrichterschaltung mit einer
Trafowicklung mit Mittelanzapfung (bei doppelter Spannung) versorgt, womit sich eine symmetrische
Ausgangsspannung ergibt.
Seite 2- 128
ONCILLA
Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung. Lediglich die Heizkreise sind, um der
besseren Übersichtlichkeit willen, weggelassen.
Seite 2- 129
2
2
C5204
1n 2kV
+
1
C5202
1n 2kV
2
MF4
R5201
10R
D5203
1N5408
D5204
1N5408
C5205
R5202
250uF/450V 100K / 2W
R5213
10R
-250V unstab.
C5209
100uF/400V
+
+250V unstab.
R5207
1K
V5201B
6080
4
CT
1
C5203
1n 2kV
1
2
3
1
C5201
1n 2kV
J5202
R5206
68R
6
5
+170V
160mA max.
F5201
250mAT
J5204
1
2
V5201A
6080
+
+
R5216
220K
R5205
68R
2
3
R5215
100K / 2W
DS5201
LAMP NEON
1
C5208
C5210
C5211
100uF 250V 100uF 250V 1uF 250V
R5203
1M5
R5204
1K
V5202A
EF80
7
R5208
10K
R5211
82K
R5209
NB
9
C5207
0,22uF
8
P5201
3386P 10K
2
R5212
39K
1
2X
178V
160mA
D5202
1N5408
1
2
D5201
1N5408
ONCILLA
R5214
22K / 2W
2
V5203
C5206
10nF
85A2
1
Seite 2- 130
ONCILLA
Die Verhältnisse entsprechen denen der bekannten Schaltung für 300V.
Die gewünschte Ausgangsspannung ist hier 170V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte
Spannung von 170V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 215V an den Anoden der
Längstriode 6080.
Es ergibt sich, bei gleicher Dimensionierung wie in der 300V-Schaltung, eine Welligkeit von i * t / c =
160mA * 10ms / 250uF = 6,3V.
215V
+ 6,3V
+ 6,4V
+ 1,4V
----------= 229 V
Welligkeit
Gleichrichter
(Aufgrund einer leicht abweichenden Betrachtung beim ursprünglichen Entwurf wurde tatsächlich
178V gewählt)
Damit entsteht keine Überspannung am Ladekondensator, der eine Nennspannung von 450V
aufweist.
Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Der Strom durch
den Spannungsteiler wird nach noch folgender Definition, entsprechend der 300V-Schaltung, 2mA
betragen. Damit ist ein Stromfluß von 8mA durch R5314 notwendig. Die nominelle Brennspannung ist
85V. Die nominelle negative Versorgungsspannung ist 180V * 1,41 = 254V.
Damit ergibt sich ein Wert für R5214 von (254V – 85V) / 8mA = 21kOhm, es wird der Normwert
22kOhm gewählt. Die Verlustleistung an R5214 ist 1,3W.
Seite 2- 131
ONCILLA
im Datenblatt 170V betragen. Damit muss das Schirmgitter auf einem Potential von +170V liegen.
Dies entspricht der vorhandenen Ausgangsspannung, so daß der „untere“ Widerstand des
Spannungsteilers, R5209, nicht bestückt wird. Der „obere“ Widerstand, R5208, erhält den Wert
10kOhm, damit der bei einer Fehlersituation in den Schirmgitteranschluß fließende Strom begrenzt ist.
Entsprechend der 300V-Schaltung wird ein Einstellbereich von +/-10V festgelegt.
Der Wert von P5201 wird wiederum auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben erfolgten Definition
des Einstellbereichs liegt über P5201 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein Strom von
20V/10kOhm = 2mA durch P5201 und auch durch R5211 und durch R5212.
angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5201 eine Spannung von 0V gegen Masse einstellen.
Damit liegt über R5212 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an.
Der Wert von R5211 ist somit 160V / 2mA = 80kOhm, es wird der Normwert 82kOhm gewählt.
Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren.
220kOhm.
Seite 2- 132
ONCILLA
Die Testergebnisse
Das statische und dynamische Verhalten der Schaltung wurde auf die gleiche Weise, wie bereits bei
der 300V-Schaltung geschehen überprüft, es ergaben sich identische Ergebnisse bezüglich des
statischen und dynamischen Regelverhaltens.
Seite 2- 133
ONCILLA
Die Schaltung für -130V im Detail
Die qualitative Betrachtung der Schaltung
Die Schaltung für –130V entspricht fast vollständig der bereits besprochenen Schaltung für +170V. Sie
ist lediglich anders herum gepolt, der Ausgang der Stabilisierungsschaltung ist mit der Systemmasse
verbunden, die Masse der Netzteilschaltung ist dann der –130V-Ausgang.
Ein zusätzlicher Ausgang stellt eine ungeregelte Spannung von nominell –330V zur Verfügung, diese
wird zum Erzeugen der manuellen Reset- und Presetimpulse für die Zählstufen benötigt.
Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung. Lediglich die Heizkreise sind, um der
besseren Übersichtlichkeit willen, weggelassen.
Seite 2- 134
2
2X 148V 160mA
CT
2
2
C5303
1n 2kV
1
C5301
1n 2kV
1
2
3
4
1
J5302
MF4
D5302
1N5408
1
D5301
1N5408
ONCILLA
C5304
1n 2kV
+
C5305
250uF/250V
R5302
100K / 2W
1
2
C5302
1n 2kV
R5301
10R
D5303
1N5408
D5304
1N5408
R5313
-330V für
Reset/Preset-Schalter
10R
J5901
MF2
1
2
C5309
+
100uF/400V
V5301B
6080
4
R5307
1K
R5306
68R
5
6
V5301A
6080
R5316
220K
R5305
68R
2
3
DS5301
LAMP NEON
+
1
+
R5303
1M5
R5304
1K
C5308
C5310
C5311 R5315
100uF 250V 100uF 250V 1uF 250V 100K / 2W
V5302A
EF80
7
R5308
10K
R5309
NB
9
R5311
56K
C5307
0.33uF
8
P5301
2
3386P 10K
1
R5312
39K
R5314
15K / 2W
2
V5303
85A2
1
C5306
10nF
-130V
160mA max.
F5301
250mAT
J5304
MF2
1
2
Seite 2- 135
ONCILLA
In der folgenden Betrachtung sind alle Potentiale auf die Masse der Netzteilschaltung selbst, nicht die
Systemmasse bezogen.
Die Verhältnisse entsprechen denen der bekannten Schaltung für 300V.
Die gewünschte Ausgangsspannung ist hier 130V. Damit ergibt sich eine minimal benötigte
Spannung von 130V + 40V {6080} + 5,4V {Kathodenwiderstände} = 175V an den Anoden der
Längstriode 6080.
Es ergibt sich, bei gleicher Dimensionierung wie in der 300V-Schaltung, eine Welligkeit von i * t / c =
160mA * 10ms / 250uF = 6,3V.
175V
+ 6,3V
+ 6,4V
+ 1,4V
----------= 189 V
Welligkeit
Gleichrichter
Damit entsteht keine Überspannung am Ladekondensator, der eine Nennspannung von 250V
aufweist.
Im Datenblatt des Glimmstabilisators 85A2 wird ein Querstrom von 6mA empfohlen. Der Strom durch
den Spannungsteiler wird nach noch folgender Definition, entsprechend der 300V-Schaltung, 2mA
betragen. Damit ist ein Stromfluß von 8mA durch R5314 notwendig. Die nominelle Brennspannung ist
85V. Die nominelle negative Versorgungsspannung ist 148V * 1,41 = 209V.
Damit ergibt sich ein Wert für R5314 von (209V – 85V) / 8mA = 15,5 kOhm, es wird der Normwert
15kOhm gewählt. Die Verlustleistung an R5214 ist 1,0W.
Seite 2- 136
ONCILLA
im Datenblatt 170V betragen. Damit müsste das Schirmgitter auf einem Potential von +170V liegen.
Aufgrund der hier geringeren Ausgangsspannung von 130V ist dies nicht möglich. Daher wurde die
Entscheidung getroffen, das Schirmgitterpotential auf 130V herabzusetzen.
Der „untere“ Widerstand des Spannungsteilers, R5309, wird nicht bestückt. Der „obere“ Widerstand,
R5308, erhält den Wert 10kOhm, damit der bei einer Fehlersituation in den Schirmgitteranschluß
fließende Strom begrenzt ist.
Entsprechend der 300V-Schaltung wird ein Einstellbereich von +/-10V festgelegt.
Der Wert von P5301 wird wiederum auf 10kOhm festgelegt. Aufgrund der soeben erfolgten Definition
des Einstellbereichs liegt über P5301 eine Spannung von 20V an. Damit fließt ein Strom von
20V/10kOhm = 2mA durch P5301 und auch durch R5311 und durch R5312.
angelegt wird, dann soll sich am Schleifer von P5301 eine Spannung von 0V gegen Masse einstellen.
Damit liegt über R5212 eine Spannung von 85V – 10V = 75V an.
Der Wert von R5311 ist somit 120V / 2mA = 60kOhm, es wird der Normwert 56kOhm gewählt.
Es wird entsprechend der 300V-Schaltung verfahren. Zum Erhalt der Zeitkonstante wird C5307 auf
330nF erhöht, da sich R5311 gegenüber der 300V-Schaltung deutlich reduziert hat.
140kOhm. Es wurde der Normwert 100kOhm gewählt.
Seite 2- 137
ONCILLA
Die Testergebnisse
Das statische und dynamische Verhalten der Schaltung wurde auf die gleiche Weise, wie bereits bei
der 300V-Schaltung und der –170V-Schaltung geschehen überprüft, es ergaben sich identische
Ergebnisse bezüglich des statischen und dynamischen Regelverhaltens.
Seite 2- 138
ONCILLA
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt mit den Zenerdioden D5404 und D5406.
Die nominelle Zenerspannung beträgt 12V + 15V = 27V, damit wird die gewünschte Spannung von
28B hinreichend genau angenähert.
D5401 D5402
1N4007 1N4007
33V
15mA
J5401
MF2
C5401
1n 100V
C5403
1n 100V
C5402
1n 100V
C5404
1n 100V
1
2
R5401
10R/1W
+
C5405
100uF 63V
R5402
1K
J5402
MF2
+28V
D5403 D5404
1N4007 1N4007
1
2
D5405
12V 500mW
D5406
15V 500mW
Die Schaltung des +28V-Ausgangs
Im Folgenden wird die Dimensionierung der Schaltung beschrieben
Schritt 1: Festlegung des Querstroms , der Eingangsspannung und des Vorwiderstandes
Der nominelle Ausgangsstrom ist 10mA. Durch die Zenerdioden soll ein Querstrom von 50% des
nominellen Ausgangsstroms fließen, das ist 5mA. Damit ergibt sich ein Stromfluß von 10mA + 5mA =
15mA durch den Vorwiderstand R5402.
Im Interesse einer nicht zu großen Abhängigkeit der Verlustleistung in den Zenerdioden von der
Eingangsspannung wird ein Spannungsabfall von 15V über diesem festgelegt.
Damit ergibt sich der maximale Wert des Vorwiderstands zu 15V / 15mA = 1kOhm, dieser Wert wird
auch verwendet.
Aus der vorangegangenen Festlegung ergibt sich eine benötigte Eingangsspannung von 27V + 15V
= 42V.
Im Leerlauf steigt die Verlustleistung der Zenerdioden (beide Dioden gemeinsam betrachtet) auf bis
zu 15mA * 27V = 0,4W an. Dies ist unbedenklich.
Schritt 2: Festlegung des Ladekondensators
Der Ladekondensator, C5405, wird so ausgelegt daß sich eine Welligkeit von 2V ergibt:
C = 10mS * 15mA / 2V = 75uF.
Es wird der nächstgrößere Normwert 100uF gewählt.
Mit R5401 wird der Ladestrom im Moment des Einschaltens begrenzt, der Wert 10Ohm ist ein
Erfahrungswert.
Seite 2- 139
ONCILLA
Schritt 3: Festlegung der Trafo-Sekundärspannung
42V
+ 2V
+ 0,6V
+ 1,4V
----------= 46V
minimale Eingangsspannung, bereits bestimmt
Welligkeit
Gleichrichter
Aufgrund der in der Schaltung vorhanden Reserven wurde auf die Berücksichtigung von
Netzspannungsabweichungen verzichtet.
Seite 2- 140
ONCILLA
Die Auslegung der Netztransformatoren
Aus praktischen Gründen, insbesondere wegen der großen Zahl der Anschlüsse, wurde eine
Aufteilung der benötigten Sekundärwicklungen auf zwei Netztransformatoren mit dem Kern M102b
vorgenommen. Ein Kern M102b kann bis zu 240W übertragen. Die verschiedenen
Sekundärwicklungen wurden so aufgeteilt, daß aus beiden Trafos eine ungefähr gleiche Leistung,
210W und 216W, entnommen wird und daß die maximal mögliche Zahl der Anschlüsse bei keinem
Trafo überschritten wird. Die Trafos wurden von der Firma HB-Ampdesign als kundenspezifische
Sonderanfertigung hergestellt.
Die folgende Abbildung zeigt die abschließende Ausführung der Trafos.
Trafo 1
Trafo 2
M102b
M102b
6,3V / 10A
63W
Heizkreis allgemein
6,3V / 10A
63W
Heizkreis allgemein
6,3V / 10A
63W
Heizkreis allgemein
6,3V / 2,6A
16W
Heizkreis 6080
potentialfrei
283V / 0,16A
46W
für +300V
6,3V / 2,6A
16W
Heizkreis 6080
potentialfrei
für +170V
230V PRI
230V PRI
186V / 0,16A
für -130V
30W
148V / 0,16A
186V / 0,16A
24W
148V / 0,16A
33V / 15mA
210V / 10mA
Zweiweggleichrichtung
Leistung wird immer nur aus
einer Wicklung entnommen
Zweiweggleichrichtung
Leistung wird immer nur aus
einer Wicklung entnommen
0,5W
2,1W
6,3V / 2,6A
16W
Heizkreis 6080
potentialfrei
6,3V / 10A
63W
Heizkreis allgemein
6,3V / 5A
32W
Heizkreis allgemein
für +28V
Für Schwingkreis
Zeitbasis
216W
210W
Die abschließende Ausführung der Trafos
Seite 2- 141
ONCILLA
Der Gesamtaufbau
Der Aufbau der Uhr wurde an die Verhältnisse auf einem Messestand angepaßt. Auf einem
Messestand ist waagrechte Fläche ein besonders knappes Gut. Daher wurde die Uhr
senkrechtstehend aufgebaut. Zudem ist eine senkrechtstehende Uhr besser von der Ferne zu
erkennen und man schließt von vornherein die Gefahr aus, daß etwas auf der, viel Wärme
abgebenden, Uhr abgestellt wird.
Weiterhin war eine absolute Sichtbarkeit des Inneren wichtig, um die verwendete Schaltungstechnik
sichtbar zu machen, aber auch um von vornherein dem Verdacht zu begegnen, im Inneren der Uhr
sei einen Chip versteckt, der im Hintergrund die Funktion der Uhr ausführt. Daher wurde die Rückseite
der Uhr komplett mit durchsichtigem Plexiglas abgedeckt.
Nicht zuletzt mußte auch die elektrische Sicherheit bedacht werden. Weiterhin mußte vermieden
werden, daß die Röhren direkt zugänglich sind, um ein mögliches Herausziehen von Röhren durch
Messebesucher zu vermeiden. Gleichzeitig sollte ein offener, klarer, transparenter Eindruck der Uhr
entstehen. Dieser Widerspruch wurde durch eine Vergrößerung des Gehäuses und der Abdeckungen
aufgelöst, so daß ein Abstand der Röhren von der Gehäusekante von ungefähr einer Handbreite
gegeben ist.
Das Kippen der Uhr wird dadurch vermieden, daß schwere Bauteile, wie die Netztransformatoren,
tiefliegend angebracht sind.
Über dem Gehäuse befindet sich ein abnehm- und austauschbares Werbebanner.
Die folgenden Bilder geben einige Eindrücke von der fertiggestellten Uhr.
Seite 2- 142
ONCILLA
Die ONCILLA-Uhr von vorne gesehen
Foto: Ekkehard Nitschke
Seite 2- 143
ONCILLA
Detailansicht der Frontseite
Foto: Ekkehard Nitschke
Seite 2- 144
ONCILLA
Ansicht von der Rückseite
Seite 2- 145
ONCILLA
Besonderheiten bezüglich Projektablauf und
Projektplanung
Die Messe „Embedded World“ begann am 26.02.2008. Damit war ein unverrückbarer Termin
vorgegeben, zudem eine zuverlässig arbeitende und optisch perfekte Uhr bereitstehen mußte.
Hierdurch waren besondere Anforderungen an die Projektplanung und den Projektablauf gestellt.
Insbesondere war zu berücksichtigen, daß der Bau eines geeigneten Gehäuses, als Einzelanfertigung
durch einen Mechanikermeister, 4 Wochen benötigt und ungefähr 3000 EUR kostet. Da es sich um
ein Ausstellungsstück handelt, wären nachträglichen Modifikationen und Änderungen sehr aufwendig
bis unmöglich.
Das bedeutete, daß bis zur Fertigungsfreigabe für das Gehäuse die zuverlässige Funktion der Uhr
durch praktische Erprobung sichergestellt sein mußte.
Zu Beginn des Semesters wurde daher zunächst der folgende Terminplan aufgestellt:
Seite 2- 146
ONCILLA
Erster Termin
15.10
KW42
22.10
29.10
KW44
5.11
KW45
Theorie,
Schaltungsentwurf
KW43
12.11
KW46
Schaltung muss
"stehen"
Layout
19.11
KW47
Layouts müssen raus
26.11
3.12
Konstruktion
Chassis
KW49
10.12
KW50
Lieferzeit Leiterplatten
KW48
24.12
KW52
Bestückung/
Test
KW51
Intensivarbeitsphase
möglich
17.12
Schaltung muß abschließend
"stehen", getestet sein
31.12
7.01
14.01
KW03
21.01
KW04
28.01
Bau/Test
weiterer
Leiterplatten
und
Kabelbäume
KW02
Lieferzeit Chassis
Modifikation
Chassis
KW01
KW05
Endmontage
4.02
KW06
18.02
KW08
23.02
Reservepuffer,
Prüfungen,
Klausuren
11.02
KW07
Einpacken Messe
Der Terminplan, wie er zu Beginn des Semesters aufgestellt wurde
Seite 2- 147
ONCILLA
Dieser Terminplan konnte dann tatsächlich fast taggenau eingehalten werden. Die Firma WürthElektronik kam uns sehr entgegen, indem die Leiterplatten bereits nach 5 Arbeitstagen geliefert
wurden. So konnten noch vor Weihnachten die Netzteile und die Zeitbasis erfolgreich in Betrieb
genommen werden.
Inbetriebnahme des Netzteils und der Zeitbasis
Seite 2- 148
ONCILLA
Die glühenden Röhren der Zählstufen sorgten für eine weihnachtliche Stimmung während der
Intensivarbeitsphase
Foto: Jakob Lexow
Seite 2- 149
ONCILLA
Wie bereits beschrieben hat dann jedoch die Sicherstellung der Zuverlässigkeit der Zählstufen
erheblich mehr Zeit benötigt, als ursprünglich geplant war. Die Intensivarbeitswoche zwischen
Weihnachten und Silvester 2007 wurde nahezu vollständig dazu benötigt.
Der Gesamtaufbau der Uhr, noch ohne Gehäuse
Am Nachmittag des 31.12.2007 konnte dann jedoch das zuverlässige Arbeiten der Uhr abschließend
festgestellt werden. Damit konnte die Fertigung des Gehäuses pünktlich am ersten Arbeitstag des
Mechanikermeisters, Herrn Bahll von der Firma Feinmechanik Willi Müller, dem 7.01.2008 beginnen.
Seite 2- 150
ONCILLA
Der abschließende, erfolgreiche Test der fertiggestellten Uhrenschaltung, noch ohne Gehäuse
Seite 2- 151
ONCILLA
Die Endmontage erfolgte planmäßig in der ersten Februarwoche 2008, anschließend arbeitete die
Uhr ohne Beanstandungen im Dauer- Testbetrieb.
Der Einsatz auf der Messe verlief reibungslos.
Die Inbetriebnahme der Uhr am Messestand verlief reibungslos
Foto: X-Spex GmbH
Seit dem Einsatz auf der Messe ist die Uhr im täglichen Betrieb, selbstverständlich mit Ökostrom. Bis
zum Zeitpunkt der Abfassung dieses Berichts (September 2008) ist lediglich eine einzige Röhre im
Decoder, durch Kurzschluß zwischen Anode und Kathode im Moment des Einschaltens der Uhr,
ausgefallen.
Seite 2- 152
ONCILLA
Zur Risikominimierung wurden einige spezielle technische Maßnahmen vorgesehen, die dann
tatsächlich auch benötigt wurden:
Auf allen Leiterplatten wurden unbeschaltetete Layoutpatterns für Röhrenfassungen und
Lochrasterfelder vorgesehen.
Stützpunkte für Nachverdrahtung
Seite 2- 153
ONCILLA
Passend zu den unbeschalteten Layoutpatterns für die Röhrenfassungen wurden im Gehäuse
Blinddurchbrüche vorgesehen, die mit Aluminiumplartten abgedeckt sind.
Blinddurchbrüche für Röhren im Gehäuse
Ausschnitt aus Foto von: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie
Damit besteht die Möglichkeit, Schaltungsteile, deren Notwendigkeit sich vielleicht erst nachträglich
herausgestellt hätte, ohne „optische Einbuße“ nachzurüsten. Weiterhin wurden auch Freiflächen und
größere, rechteckige Blinddurchbrüche vorgesehen, um auch größere nachträgliche Änderungen zu
ermöglichen
Seite 2- 154
ONCILLA
Blinddurchbrüche für Zusatzbaugruppen im Gehäuse
Ausschnitt aus Foto von: Ekkehard Nitschke Alex Tossi Fotografie
Die zusätzlich benötigten Schaltungsteile wurden dann „dreidimensional“ von Hand verdrahtet.
Nachträglich hinzugefügter Schaltungsteil
Seite 2- 155

Die Digitaluhr ONCILLA

Transcrição

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